陳　果（中山職業(yè)技術(shù)學(xué)院信息工程學(xué)院，廣東中山528040）

一種新穎的雙模態(tài)LLC諧振變換器的分析與設(shè)計(jì)*

陳果*
（中山職業(yè)技術(shù)學(xué)院信息工程學(xué)院，廣東中山528040）

為了提高LLC諧振變換器的輸入電壓適應(yīng)范圍，提出了一種新穎的雙模態(tài)LLC諧振變換器。所提出變換器的隔離變壓器原邊繞組中設(shè)計(jì)有一個(gè)輔助抽頭，使得變壓器具有兩種工作變比，對(duì)應(yīng)兩種工作模態(tài)：低輸入電壓區(qū)模態(tài)和高輸入電壓區(qū)模態(tài)。通過(guò)檢測(cè)輸入電壓控制高頻開(kāi)關(guān)，使得變換器自動(dòng)選擇適應(yīng)當(dāng)前輸入電壓的工作模態(tài)。文中給出了所提出變換器的詳細(xì)工作原理和換流過(guò)程分析。為了避免變換器在設(shè)定的輸入電壓切換點(diǎn)附近因模態(tài)連續(xù)切換而產(chǎn)生的震蕩，提出了一種基于電壓滯環(huán)和模態(tài)保持的模態(tài)切換策略。最后，研制了一臺(tái)300W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，樣機(jī)輸入電壓為25 V～60 V，控制芯片為T(mén)MS320F28335，樣機(jī)實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了所提出的雙模態(tài)LLC諧振變換器及其模態(tài)切換策略的可行性。

變換器；LLC；雙模態(tài)；寬范圍輸入；模態(tài)切換

燃料電池具有零排放、高轉(zhuǎn)換效率（32%～46%）和低噪音等優(yōu)點(diǎn)，因此被看做是最符合未來(lái)能源需求的能量來(lái)源［1-2］。燃料電池發(fā)電技術(shù)得到了國(guó)內(nèi)外學(xué)者的廣泛關(guān)注和研究［3-6］。在燃料電池發(fā)電系統(tǒng)中，由燃料電池反應(yīng)堆輸出直流電源，其具有電壓幅值低（＜60 V，對(duì)應(yīng)5 kW～10 kW系統(tǒng)）和電壓變化范圍大的特點(diǎn)［4］。因此需要在燃料電池和DC/AC逆變器之間設(shè)置升壓型DC/DC變換器以獲得穩(wěn)定的直流電壓（比如380V直流電壓對(duì)應(yīng)220V的電網(wǎng)［6］）。

LLC諧振變換器具有效率高、成本低和全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)等優(yōu)點(diǎn)，已經(jīng)在通信電源［7］、LED照明［8］和電動(dòng)汽車(chē)［9］等領(lǐng)域得到廣泛應(yīng)用。LLC諧振變換器在燃料電池等新能源發(fā)電系統(tǒng)中的應(yīng)用也在不斷增多［10］。為了滿(mǎn)足寬范圍輸入的應(yīng)用要求，國(guó)內(nèi)外學(xué)者提出了多種LLC諧振變換器的改進(jìn)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制策略［10-16］，目前的研究主要集中在以下3個(gè)方面：（1）新型電路拓?fù)洌?0-12］，文獻(xiàn)［10］提出了Boost+開(kāi)環(huán)LLC諧振諧振變換器的兩級(jí)變換思路，文獻(xiàn)［11］提出了Z源LLC諧振變換器，文獻(xiàn)［12］提出了雙輸入電感的LLC諧振變換器。上述這些電路都是在LLC諧振變換器的基礎(chǔ)上增加了輔助電路，雖然可以提高變換器整體的輸入電壓適應(yīng)范圍，但是輔助電路的引入會(huì)降低LLC諧振變換器的性能（相比于單級(jí)LLC諧振變換器的方案）。（2）變電路拓?fù)洌?3-14］，變換器一般具有兩種或兩種以上的具有同構(gòu)結(jié)構(gòu)的子拓?fù)?，子拓?fù)渲g通過(guò)投切開(kāi)關(guān)選擇最佳的子拓?fù)洹＃?）變工作模態(tài)［15-16］，僅僅通過(guò)變換器控制模式的改變，主動(dòng)轉(zhuǎn)換為最適應(yīng)當(dāng)前環(huán)境條件下的拓?fù)湫问郊肮ぷ髂B(tài)，其模態(tài)切換中使用到的投切開(kāi)關(guān)本身也用作變換器中的高頻開(kāi)關(guān)［15］。變模態(tài)變換器中的工作模態(tài)之間的切換不再局限于設(shè)定特定的投切開(kāi)關(guān)，而是通過(guò)控制改變電路結(jié)構(gòu)或是調(diào)制方式［16］。

本文在半橋LLC諧振變換器的基礎(chǔ)上，通過(guò)在高頻變壓器的原邊繞組中設(shè)計(jì)一個(gè)輔助抽頭，并輔以一對(duì)高頻開(kāi)關(guān)管組成的控制橋臂。通過(guò)控制高頻開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)邏輯，使得變壓器具有兩種工作變比，對(duì)應(yīng)兩種工作模態(tài)：低輸入電壓區(qū)模態(tài)（輔助抽頭投入使用）和高輸入電壓區(qū)模態(tài)（輔助抽頭退出使用）。變換器在兩種模態(tài)下均能被設(shè)計(jì)在相對(duì)最佳狀態(tài)，而不需要為了兼顧兩個(gè)輸入電壓區(qū)而犧牲功率變換效率。本文對(duì)變換器的換流過(guò)程進(jìn)行了詳細(xì)分析，并提出了一種改進(jìn)的模態(tài)切換策略。最后，設(shè)計(jì)了一臺(tái)輸入電壓為25 V～60 V的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，給出了變換器的設(shè)計(jì)過(guò)程和實(shí)驗(yàn)結(jié)果。

1　電路結(jié)構(gòu)與工作原理分析

所提出的雙模態(tài)LLC諧振變換器的電路構(gòu)如圖1所示。圖中，S1和S4組成半橋，其公共連接處接到變壓器T1原邊繞組的一個(gè)端點(diǎn)；諧振電容Cr1和諧振電容Cr2組成半橋，其公共連接處接到變壓器T1原邊繞組的另一個(gè)端點(diǎn)；S2和S3組成半橋，其公共連接處接到變壓器T1原邊繞組的輔助抽頭處；Dj1-Dj4分別為開(kāi)關(guān)管S1-S4的寄生體電容；LLC諧振網(wǎng)絡(luò)由T1的勵(lì)磁電感Lm（電感量為L(zhǎng)m），諧振電感Lr（電感量為L(zhǎng)r）和諧振電容Cr1、Cr2（電容量均為Cr/2）組成；變壓器的原、副邊繞組匝數(shù)比為n：1（原邊繞組匝數(shù)為兩個(gè)端點(diǎn)之間的匝數(shù)）；T1的輸出接到全橋整流電路（由二極管D1、D2、D3和D4組成）；Vin和Vo分別為輸入電壓和輸出電壓；iS1和iS2分別為流過(guò)開(kāi)關(guān)管S1和S2的電流；ir為流過(guò)諧振電感Lr的電流；irec為副邊整流輸出電流。

圖1　雙模態(tài)LLC諧振變換器

變換器具有兩種工作模態(tài)：低輸入電壓區(qū)LIVR（Low Input Voltage Region）模態(tài)和高輸入電壓區(qū)HIVR（High Input Voltage Region）模態(tài)，下面給出兩種模態(tài)下的工作波形和換流過(guò)程分析。本文中，LIVR模態(tài)和HIVR模態(tài)下變換器的等效電路相同，該等效電路定義為基本模態(tài)，對(duì)應(yīng)本文為半橋LLC諧振變換器。

1.1HIVR模態(tài)

HIVR模態(tài)內(nèi)，開(kāi)關(guān)管S2和S3保持關(guān)斷，該模態(tài)內(nèi)變換器理論工作波形如圖2所示。

圖2　理論工作波形

階段1［t0-t1］副邊二極管D1和D3導(dǎo)通，LT與（Cr1+Cr2）形成LC諧振，ir呈正弦規(guī)律變化。ir對(duì)S1、S4的寄生體電容進(jìn)行充放電，使得S1的漏源電壓υds1近似線(xiàn)性下降，S4的漏源電壓υds4近似線(xiàn)性上升。當(dāng)υds1降到零時(shí)，Dj1導(dǎo)通，實(shí)現(xiàn)續(xù)流，為S1的軟開(kāi)關(guān)創(chuàng)造條件。

階段2［t1-t2］S1開(kāi)通，S4保持關(guān)斷，副邊二極管D1和D3保持導(dǎo)通。該階段仍屬于二元件諧振階段（將Cr1和Cr2當(dāng)成一個(gè)元件看待），ir、υCr1和υCr2繼續(xù)諧振，其工作波形按照正弦規(guī)律變化。當(dāng)ir的大小與勵(lì)磁電流相同時(shí)，該階段結(jié)束。

階段3［t2-t3］S1保持開(kāi)通，S4保持關(guān)斷，副邊二極管D1和D3進(jìn)入截止?fàn)顟B(tài)。該階段，變換器進(jìn)入三元件諧振，勵(lì)磁電感Lm參與諧振，由于勵(lì)磁電感的電感量比諧振電感大得多，因此可以近似認(rèn)為電流保持不變，υCr2保持上升，且近似線(xiàn)性。當(dāng)S1關(guān)斷信號(hào)到來(lái)時(shí)，該階段結(jié)束。

t3-t6階段內(nèi)，變換器的工作原理與t0-t3階段內(nèi)相似，諧振網(wǎng)絡(luò)先對(duì)S4的寄生體電容進(jìn)行放電，為S4的軟開(kāi)關(guān)創(chuàng)造條件，并分別經(jīng)歷二元件諧振和三元件諧振。具體換流過(guò)程分析這里不再詳述。

1.2LIVR模態(tài)

LIVR模態(tài)下的工作波形與HIVR模態(tài)下相似，所不同之處在于圖2中S1和S4的驅(qū)動(dòng)信號(hào)替換為S2和S3。即LIVR模態(tài)內(nèi)，開(kāi)關(guān)管S1和S4保持關(guān)斷，通過(guò)S2和S3的高頻開(kāi)關(guān)動(dòng)作實(shí)現(xiàn)能量傳輸。其工作階段也可以分為6個(gè)，相應(yīng)換流過(guò)程參見(jiàn)HIVR模態(tài)。

2　諧振網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)方法

諧振網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)主要包括變壓器匝數(shù)比n、輔助匝數(shù)比na（定義為輔助抽頭投入使用時(shí)有效的原邊繞組匝數(shù)除以副邊繞組匝數(shù)）、勵(lì)磁電感的電感量Lm、諧振電感的電感量Lr和諧振電容的電容量Cr。設(shè)計(jì)過(guò)程中需要兼顧兩種模態(tài)下的運(yùn)行要求進(jìn)行適當(dāng)折中。設(shè)計(jì)開(kāi)始前，先定義變換器最低輸入電壓為Vin_min，最高輸入電壓為Vin_max，設(shè)定的輸入電壓切換點(diǎn)為Vin_cri。

本設(shè)計(jì)中，將最高輸入電壓Vin_max和切換電壓點(diǎn)Vin_cri設(shè)計(jì)在諧振點(diǎn)（諧振頻率均為fr），因此變壓器匝數(shù)比n滿(mǎn)足：

式中Mrange為基本模態(tài)的設(shè)計(jì)輸入電壓范圍。

切換電壓與最高輸入電壓的關(guān)系式為：

勵(lì)磁電感的電感量Lm設(shè)計(jì)為［17］：

式中，ωr為諧振圓頻率，tdead為死區(qū)時(shí)間，Cj為開(kāi)關(guān)管寄生電容的電容量。

諧振電感的電感量Lr設(shè)計(jì)為［18］：式中，Istart為兩倍以上啟動(dòng)頻率下的啟動(dòng)電流（幅值）。

諧振電容的電容量Cr設(shè)計(jì)為：

完成初步設(shè)計(jì)后，需要進(jìn)行仿真（Pspice或PSIM）以獲得仿真增益曲線(xiàn)［19］。通過(guò)調(diào)整Lr（Cr也根據(jù)式（6）相應(yīng)調(diào)整）的大小，使得開(kāi)關(guān)頻率fsw在［fr/2，fr］范圍內(nèi)，變換器最大增益滿(mǎn)足對(duì)應(yīng)輸入電壓區(qū)的電壓增益要求。

3　實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

傳統(tǒng)的模態(tài)切換策略中，當(dāng)輸入電壓高于切換電壓Vin_cri時(shí)，變換器工作在HIVR模態(tài)；當(dāng)輸入電壓低于切換電壓時(shí)，變換器工作在LIVR模態(tài)。該策略存在的問(wèn)題在于，若輸入電壓在電壓切換點(diǎn)附近存在波動(dòng)，則有可能出現(xiàn)連續(xù)的模態(tài)切換，甚至導(dǎo)致變換器出現(xiàn)震蕩。

為了避免出現(xiàn)上述震蕩，這里提出了一種基于電壓滯環(huán)和模態(tài)保持的模態(tài)切換策略。首先，在電壓切換點(diǎn)附近設(shè)計(jì)一個(gè)寬度為ΔV的電壓滯環(huán)（如圖3（a）所示）。當(dāng)變換器工作在LIVR時(shí)，若輸入電壓持續(xù)上升，且電壓值超過(guò)（Vin_cri+ΔV/2）時(shí)，變換器切換到HIVR模態(tài)；當(dāng)變換器工作在HIVR模態(tài)時(shí)，若電壓持續(xù)下降，且電壓值低于（Vin_cri-ΔV/2）時(shí)，變換器切換到LIVR模態(tài)。其次，在模態(tài)切換后設(shè)計(jì)一個(gè)固定時(shí)間間隔的模態(tài)保持時(shí)間thold。圖3（b）中顯示了輸入電壓波動(dòng)時(shí)的模態(tài)運(yùn)行圖。輸入電壓從A點(diǎn)變化到B點(diǎn)的范圍內(nèi)，變換器處于HIVR模態(tài)。到達(dá)B點(diǎn)后，當(dāng)輸入電壓繼續(xù)減小，低于 C點(diǎn)的（Vin_cri-ΔV/2）時(shí)，變換器切換到LIVR模態(tài)。之后，變換器進(jìn)入模態(tài)保持階段，該階段中，輸入電壓雖然已經(jīng)上升到高于（Vin_cri+ΔV/2），但是模態(tài)不會(huì)發(fā)生切換，直到模態(tài)保持時(shí)間結(jié)束，即圖中的D點(diǎn)。由于D點(diǎn)的電壓已經(jīng)高于（Vin_cri+ΔV/2），因此變換器切換到HIVR模態(tài)，并經(jīng)歷相同的保持時(shí)間后再進(jìn)行模態(tài)判斷。

本策略中，電壓滯環(huán)的寬度需要根據(jù)輸入電壓的波動(dòng)程度來(lái)選擇。而保持時(shí)間的大小可以按照下式進(jìn)行設(shè)計(jì)：

式中，Co為輸出電容的電容量，Po為輸出功率。ε為電壓波動(dòng)系數(shù)，可以取為5%。

圖3　模態(tài)切換原理圖

4　實(shí)驗(yàn)與分析

設(shè)計(jì)了一臺(tái)輸入電壓范圍為25 V～60 V的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，樣機(jī)輸出電壓為380 V，滿(mǎn)載功率為300W。開(kāi)關(guān)管S1～S4的電壓應(yīng)力為60 V，選用IPP05CN10N （100 V，100 A）可以滿(mǎn)足要求，其寄生電容的電容量Cj為1 820 pF。整流二極管D1～D4的電壓應(yīng)力為380 V，選用MUR260（600 V，2 A）可以滿(mǎn)足要求。

模態(tài)切換相關(guān)參數(shù)為：輸入電壓切換點(diǎn)Vin_cri= 40 V，電壓滯環(huán)寬度 ΔV=2 V，模態(tài)保持時(shí)間 thold= 20ms。樣機(jī)的諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)為：諧振頻率fr設(shè)計(jì)為100 kHz，死區(qū)時(shí)間設(shè)計(jì)為200 ns，Lm為68μH，Lr為10.4μH，Cr為244 nF，仿真得到50 kHz～100 kHz下的滿(mǎn)載增益范圍為1.62，滿(mǎn)足1.5倍的最大增益要求。隔離變壓器選用PQ32/32骨架，選用低損耗的DMR55磁芯，變壓器原邊匝數(shù)設(shè)計(jì)為12匝，副邊匝數(shù)為152匝。諧振電感選用PQ20/20骨架，也選用DMR55磁芯，匝數(shù)為6匝。諧振電容選用低寄生電阻的薄膜電容，Cr1和Cr2均為100 nF與22 nF的并聯(lián)得到。

樣機(jī)的控制電路是基于TMS320F28335搭建的。其外圍電路主要是基于電阻分壓的輸入電壓采樣電路（用于模態(tài)切換）、基于HCNR201線(xiàn)性光耦的輸出電壓采樣電路（用于電壓閉環(huán)控制）和基于IR2110半橋驅(qū)動(dòng)芯片的開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)電路（用于功率放大）。主中斷中，包含采樣信號(hào)處理、PI計(jì)算、PWM周期寄存器更新、模態(tài)切換、PWM寄存器使能等模塊。

圖4（a）和圖4（b）為HIVR模態(tài)下且輸入電壓分別為60 V和40 V時(shí)的滿(mǎn)載工作波形，圖中υgs和υds分別為開(kāi)關(guān)管S4的柵源電壓（柵極和源極兩端電壓）和漏源電壓（漏極和源極兩端電壓），ir為諧振網(wǎng)絡(luò)電流，υCr為諧振電容Cr2兩端電壓。從圖中可以看出，開(kāi)關(guān)管工作在軟開(kāi)關(guān)狀態(tài)。圖4（c）和4（d）為L(zhǎng)IVR模態(tài)下輸入電壓分別為40 V和26.7 V時(shí)的滿(mǎn)載工作波形。圖中υgs和υds分別為開(kāi)關(guān)管S3的柵源電壓和漏源電壓，其余變量與圖4（a）相同。

圖4　實(shí)驗(yàn)波形

圖4（e）為輸入電壓從26.7 V突變到60 V時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形，輸出電壓存在11 V的躍升，調(diào)整時(shí)間為24ms。圖4（f）為輸入電壓從60 V突變到26.7 V時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形，輸出電壓存在10.8 V的跌落，調(diào)整時(shí)間為24ms。

圖5為樣機(jī)效率特性曲線(xiàn)。圖5（a）為樣機(jī)在不同負(fù)載下的效率特性，圖5（b）不同輸入電壓下的滿(mǎn)載效率特性對(duì)比圖。圖中實(shí)線(xiàn)為雙模態(tài)樣機(jī)的效率特性曲線(xiàn)，可以看出，樣機(jī)在全輸入電壓范圍內(nèi)均能實(shí)現(xiàn)高效功率變換，最低效率出現(xiàn)在輸入電壓為25 V時(shí)，對(duì)應(yīng)變換效率為95.1%；最高效率出現(xiàn)在輸入電壓為60V時(shí)，對(duì)應(yīng)變換效率為96.7%。圖中虛線(xiàn)為對(duì)比樣機(jī)（單模態(tài)，諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)與雙模態(tài)樣機(jī)相同）的效率特性，由于最大增益的限制，其輸入電壓工作范圍為37 V～60 V，最低效率為94.8%（對(duì)應(yīng)輸入電壓為37 V），最高效率為96.7%（對(duì)應(yīng)輸入電壓為60 V）。從圖中可以得到如下結(jié)論：（1）當(dāng)輸入電壓落在高電壓區(qū)（40 V～60 V）時(shí)，雙模態(tài)樣機(jī)與單模態(tài)樣機(jī)效率特性基本相同。（2）由于最大增益的限制，單模態(tài)樣機(jī)的輸入電壓范圍為37 V～60 V，而雙模態(tài)變換器的工作范圍為25 V～60V。采用雙模態(tài)技術(shù)可以顯著提高變換器輸入電壓工作范圍。（3）在輸入電壓均為37 V時(shí)，雙模態(tài)變換器的效率比單模態(tài)變換器高出1.4個(gè)百分點(diǎn)。

圖5　樣機(jī)效率特性

5　總結(jié)

本文提出了一種新穎的雙模態(tài)LLC諧振變換器。通過(guò)在隔離變壓器原邊繞組中設(shè)計(jì)一個(gè)輔助抽頭，使得變壓器具有兩種工作變比，對(duì)應(yīng)兩種工作模態(tài)。當(dāng)輸入電壓落在低壓區(qū)時(shí)，變換器工作在LIVR模態(tài)；當(dāng)輸入電壓落在高壓區(qū)時(shí)，變換器工作在HIVR模態(tài)。文中給出了變換器的工作原理分析、設(shè)計(jì)方法和模態(tài)切換策略，并設(shè)計(jì)了一臺(tái)300W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。實(shí)驗(yàn)樣機(jī)以半橋LLC諧振變換器為基本模態(tài)，通過(guò)采用本文所提出的雙模態(tài)技術(shù)，將變換器輸入電壓范圍擴(kuò)寬到基本模態(tài)的兩倍，而且基本不影響基本模態(tài)原有的工作特性。本文所做工作進(jìn)一步豐富了LLC諧振變換器應(yīng)用于寬范圍輸入場(chǎng)合時(shí)的可選方案。

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陳果（1982-），男，漢族，江西樟樹(shù)人，碩士，中山職業(yè)技術(shù)學(xué)院信息工程學(xué)院，研究方向?yàn)殡娏﹄娮蛹夹g(shù)等，chenguo_zsp@sina.com。

Analysisand Design of a Novel LLC Resonant Converter with Dual Modality*

CHENGuo*
（College of Information Engineering，Zhongshan Polytechnic，Zhongshan Guangdong 328040，China）

In order to enlarge the inputvoltage range of LLC resonant converter，a novel LLC resonantconverter with dualmodality is proposed.An auxiliarywinding is designed in the primary side of the isolation transformer，so that the converter will have twomodality with two different operational turns ratio，namely low voltage region modality and high voltage range region.The converter can automatically switch to the suitablemodality according to the sampled input voltage by controlling the transistor.The detailed operational theory and current flow analysis is presented.In order to avoid the resonance around theinput voltage switching point because of continuous modality switch，amodalitys witch strategy based on voltage hysteresis and modality holding.Finally，a 300W prototype is build using TMS320F28335，and the inputvoltage range is 25 V～60 V.The experimental results verify the feasibility of the proposed LLC resonantconverter with dualmodality and itsmodality switch strategy.

Converter；LLC；Dualmodality；Wide inputvoltage range；Modality switch

TM 46

A

1005-9490（2016）04-0886-06

項(xiàng)目來(lái)源：中山市社會(huì)公益科技研究項(xiàng)目（2015B2331）

2015-11-07修改日期：2015-12-09

EEACC:1290B10.3969/j.issn.1005-9490.2016.04.026