郭鳳鳴，李　兵，鄧芳明（1.湖南機電職業(yè)技術學院汽車工程學院，長沙410151；.合肥工業(yè)大學電氣與自動化工程學院，合肥30009）

適用無源射頻識別標簽的集成壓力傳感器設計*

郭鳳鳴1*，李兵1，2，鄧芳明2
（1.湖南機電職業(yè)技術學院汽車工程學院，長沙410151；2.合肥工業(yè)大學電氣與自動化工程學院，合肥230009）

針對無源射頻識別（RFID）傳感器標簽發(fā)展的需求，采用商業(yè)化互補金屬氧化物（CMOS）工藝，設計了一種集成電容式壓力傳感器及其接口電路。集成壓力傳感器采用金屬層M1作為下電極，犧牲的金屬層M2作為間隙層，通過過孔連接的金屬層M3和M4及其介質(zhì)構成上電極。傳感器接口電路基于鎖相環(huán)原理，采用全數(shù)字結構，將傳感器信號轉移到頻率域處理。后期測試結果顯示，所設計的壓力傳感器線性度高，溫度穩(wěn)定性好，接口電路在1 V電源電壓下，只消耗了0.6μW功率，尤其適用于無源RFID標簽的設計。

壓力傳感器；RFID標簽；CMOS工藝

無源射頻識別RFID（Radio Frequency Identification）技術利用射頻信號通過空間耦合實現(xiàn)非接觸信息傳遞和識別目的，具有識別準確率高、識別距離遠、存儲量大、成本低、無需單獨電源供電等特點，被廣泛應用于生產(chǎn)、物流、交通管理等領域［1］。無源RFID標簽與傳感器相集成，可以拓寬標簽應用范圍，降低系統(tǒng)成本、減小電路面積及提高系統(tǒng)穩(wěn)定性，已成為一種趨勢［2-3］。無源RFID標簽接收閱讀器發(fā)送的無線信號，并經(jīng)標簽內(nèi)部電路轉換為直流電壓為芯片供電，其功耗是無源RFID標簽關鍵的性能指標。

基于微機電系統(tǒng)MEMS（Micro-Electro-Mechanical Systems）技術的壓力傳感器已廣泛應用于消費類電子、汽車系統(tǒng)及環(huán)境監(jiān)測等，可分為壓阻式、電容式和諧振式3類。電容式壓力傳感器相比其它兩種傳感器，具有低溫漂、低噪聲和較大的動態(tài)范圍等顯著優(yōu)點［4］。文獻［5-6］采用非商業(yè)互補金屬氧化物（CMOS）工藝設計壓力傳感器，制造成本高，不適合大規(guī)模制造；文獻［7-8］提出了兩種基于商業(yè)化CMOS工藝設計方案，但無集成接口電路；文獻［9］設計了集成了電容-頻率轉換接口電路的壓力傳感器，但需額外采用頻率-數(shù)字轉換電路。

電容形式接入接口電路壓力傳感器的主要功耗來源于接口電路。文獻［10-12］提出的基于開關電容運算放大器的接口電路可獲得高速和高分辨率性能，但電路結構復雜，功耗甚高，不適合無源應用。文獻［13］采用反相器替代運算放大器，極大降低了整體電路功耗，但電源工作電壓較高。文獻［14］提出了適合大電容變化范圍的基于脈沖寬度調(diào)制的傳感器電容值轉換方法，但電路復雜，轉換速度慢。

本文采用標準商業(yè)CMOS工序設計一種低功耗集成壓力傳感器，基于鎖相環(huán)原理設計了一種全數(shù)字電容式傳感器接口電路，并對集成壓力傳感器進行了相關測試。

1　集成壓力傳感器單元設計

當外界壓力作用于電容式傳感器時，傳感器兩電極間受力引起極間距離的變化，從而引起傳感器電容值的變化。一個基本的傳感器電容結構由一對平行板電極構成，假設平行板的面積為A，兩板間距為d，則傳感器電容值可以表示為［5］：

其中ε為兩極板間介質(zhì)的介質(zhì)常數(shù)。

圖1為本文設計的采用標準CMOS工藝的集成傳感器與接口電路的電容式壓力傳感器結構圖。金屬層M1固定在硅襯底上作為靜止下電極，金屬層（M3、M4）及內(nèi)部介電層構成可移動上電極。金屬層M3與M4間通過多個過孔相連以增加上電極的硬度［14］。上下電極間的間隙是由犧牲的金屬層M2產(chǎn)生，因此，傳感器電容值由金屬層M1與M4間的空氣間隙及介電層決定。當外界壓力作用于傳感器時，上電極板產(chǎn)生變形并導致空氣間隙減小，從而引起傳感器電容值的變化。為了保證與標準CMOS的兼容，只能采用低溫的后處理工序產(chǎn)生空氣間隙。

圖1　本文設計的壓力傳感器結構圖

本文設計制造的CMOS壓力傳感器采用0.18 μm CMOS工藝，制造流程如圖2所示。圖2（a）為標準CMOS工序后結構圖，利用金屬層M1～M4構造上下電極，并以二氧化硅覆蓋，其中金屬層M3與M4通過過孔相連。圖2（b）和圖2（c）采用了CMOS MEMS后處理工序；圖2（b）中采用磷酸蝕刻犧牲的金屬層M2，從而得到上下電極間厚度大約為0.54 μm的間隙層，介電層起到保護上下電極及接口電路的作用。圖2（c）顯示了產(chǎn)生間隙層后，再沉積一層低強度的二氧化硅用于密封和覆蓋蝕刻孔，此步驟在真空箱中完成以確保所制作的間隙層接近真空。

圖2　CMOSMEMS壓力傳感器制造工序

圖3為不同間隙層長度下的壓力與間隙層位移的有限元仿真圖?？梢姡?～600 kPa壓力測量范圍內(nèi)，空氣間隙層長度為100μm可以取得壓力范圍和靈敏度的最佳折中。為了獲得更大的靈敏度，整個壓力傳感器由一組4×4陣列的傳感器單元組成（如圖4），每個傳感器單元為100μm×100μm的正方形。

圖3　壓力與間隙層位移仿真圖

圖4　壓力傳感器電子顯微鏡照片

2　集成接口電路設計

本文設計的傳感器接口電路如圖5所示。該電路基于鎖相環(huán)原理，采用全數(shù)字結構，包括鑒相器（PD）、傳感器控制振蕩器（SCO）和數(shù)字控制振蕩器（DCO）3部分。SCO和DCO都為三級反相器構成的環(huán)形振蕩器。在SCO中，傳感器電容（Cs）作為可變負載電容接入電路，因此產(chǎn)生一個受傳感器控制的振蕩頻率fs。PD輸出的SCO和DCO之間的相位差 bo控制 DCO。電容 Co和 Cm并聯(lián)接入作為DCO的可變負載電容，其中電容Co與傳感器電容中偏置電容大小一致，電容Cm略大于傳感器電容的最大變化范圍。電容Co始終接入DCO，bo決定Cm是否被接入。當整個環(huán)路穩(wěn)定時，DCO頻率fd在一個周期內(nèi)表現(xiàn)為超前或者滯后于fs，但其平均值與fs相等（如圖6）。因此，PD輸出bo就代表了傳感器電容值所對應的數(shù)字信號［15］。

圖5　電容式傳感器接口電路結構圖

圖6　環(huán)路穩(wěn)定時各點波形圖

環(huán)形振蕩器的振蕩頻率是由是由信號傳輸整個環(huán)路所需的時間來決定。對于本文設計的環(huán)形振蕩器，假設每級具有相同的上升沿和下降沿的時間，我們可以得到振蕩頻率fo為：

其中，Il為流經(jīng)反相器的電流，Vm為反相器輸出的電壓幅度，N為環(huán)形振蕩器的級數(shù)（本設計為3級），Cd為反相器極間電容，Cl為負載電容。本設計中，SCO 和DCO的Cl分別等于Cs和Co+Cm。在壓力測試范圍內(nèi)，傳感器電容值變化范圍為1.1 pF～1.82 pF，因此，Co和Cm分別被設計為1.1 pF和0.9 pF。

環(huán)形振蕩器反相器常常采用電流受限型反相器，雖然電源工作電壓高，但工作電流低，振蕩器溫度穩(wěn)定性高，且整體功耗低［21］。傳統(tǒng)電流受限型反相器單元的輸出電壓一般都接近電源電壓和地，可提高輸出信號擺幅，但功耗亦增加。為兼顧功耗與輸出電壓擺幅，本文采用一種新型的環(huán)形振蕩器結構（如圖7）。

圖7　本文采用的環(huán)形振蕩器電路圖

圖7中M1～M6構成電流受限型三級反相器結構，M7～M9和M10～M12構成反相器的電流鏡，相比傳統(tǒng)結構，MH1、MH2和ML1、ML2額外加入為鉗制前兩級反相器的輸出電壓擺幅。以第1級反相器為例，當反相器輸入信號從高轉變?yōu)榈碗娖綍r，反相器輸出電壓準備從低變?yōu)楦唠娖?。輸出電壓升高時，MH1的柵電壓升高導致其柵源電壓VGSH降低，當?shù)陀陂撝惦妷簳r，MH1進入亞閾值工作狀態(tài)，工作電流以指數(shù)方式迅速降低。因此，MH1輸出電壓上升坡度減緩，直到輸出電壓到達VDD-VGSH-VDS7，其中VDD為電源電壓，VDS7為M7漏源電壓。同理，當反相器輸出電壓從高變?yōu)榈蜁r，ML1進入亞閾值區(qū)從而限制了反相器輸出電壓低于VGSL+VDS10，其中VGSL為ML1柵源電壓，VDS10為M10漏源電壓。因此，前兩級反相器的輸出電壓擺幅減小為：

電壓VGSH和VGSL的大小主要由MH1和ML1的寬長比決定。

圖8為本設計的環(huán)形振蕩器的輸出電壓仿真圖，由圖可得，相比輸出級，采用限幅二極管的前兩級反相器的電壓擺幅從1 V降低為0.4 V，環(huán)形振蕩器整體功耗降低了約30%。

圖8　本文設計的環(huán)形振蕩器輸出波形圖

3　測試結果

本文設計制造的CMOS壓力傳感器及其接口電路采用臺灣積體電路制造公司（TSMC）0.18μm CMOS工藝制造，其測試示意圖如圖5所示。壓力傳感器被放置在真空箱中，其電容值測試采用安捷倫4284A電感電容電阻（LCR）測試儀，氮氣箱為真空箱提供壓力源，其壓力大小由壓力測試儀控制。

圖9　壓力傳感器及其接口電路微照圖

圖10為不同溫度下傳感器電容值和作用于傳感器之上的絕對壓力值之間的關系。在絕對壓力0～600 kPa的范圍內(nèi)，傳感器輸出電容都保持了良好的線性，在溫度30℃時獲得了1.2 fF/kPa的靈敏度。在測量溫度0～60℃范圍內(nèi)，傳感器電容保持良好的溫度穩(wěn)定性，誤差不超過8%。

圖10　不同溫度下絕對壓力與傳感器電容關系圖

壓力值600 kPa和200 kPa下，傳感器接口電路的輸出測試如圖11所示。從圖11可以判斷，絕對壓力越大，輸出信號波形的占空比越大。圖12繪制了在不同絕對壓力下，傳感器接口電路輸出占空比與壓力值的關系圖。在0～600 kPa的絕對壓力范圍內(nèi)，測試了增壓和減壓兩種情況，傳感器的輸出都保持良好的線性，且在增壓和減壓的測試中傳感器保持了良好的一致性，無明顯誤差。

圖11　不同絕對壓力下接口電路輸出

圖12　絕對壓力與輸出信號占空比關系圖

本文設計的電容式傳感器接口電路與近年來國際上低功耗設計的電容式傳感器接口電路的性能對比如表1所示。

表1　集成電容式感器接口電路性能對比

本文設計的接口電路占用了較小的芯片面積，功耗性能優(yōu)勢明顯。與文獻［16］相比，由于采用了基于內(nèi)部限幅反相器的環(huán)形振蕩器，反相器的工作電流更低，所消耗功率進一步降低為0.6μW。

4　結論

本文針對無源RFID標簽設計了一款新型的集成壓力傳感器及其接口電路，它采用商業(yè)標準CMOS工藝，適合大規(guī)模生產(chǎn)及應用。后期測試結果顯示，在所測絕對壓力范圍內(nèi)，本文設計的集成壓力傳感器線性度高，溫度穩(wěn)定性好，回滯特性優(yōu)良，接口電路只具有中等的有效位數(shù)，但在1V電源電壓下只消耗了0.6μW功率。在未來研究工作中，將進一步研究將本設計的集成壓力傳感器與無線收發(fā)模塊相結合，從而完成無源RFID壓力傳感器標簽的整體設計。

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郭鳳鳴（1977-），男，碩士，副教授，主要研究方向為無線傳感網(wǎng)絡、射頻測試，egfm2004@163.com。

Design of Integrated Pressure Sensor for Passive Radio Frequency Identification Tag App lication*

GUO Fengming1*，LI Bing1，2，DENG Fangming2
（1.School of Automobile Engineering，Hunan Mechanical&Electrical Polytechnic，Changsha 410151，China；2.School ofElectricaland Automation Engineering，HefeiUniυersity of Technology，Hefei 230009，China）

Aimed at the need of the development of the passive Radio Frequency Identification（RFID）sensor tag，based on commercial Complementary-Metal-Oxide Semiconductor（CMOS）process，an integrated pressure sensor and its interface circuits are presented.The pressure sensor uses themetal layer M1and the sacrificialmetal layes M2as the bottom electrode and the air gap.The top electrode of the pressure sensormakes use of themetal layers （M3，M4）and the corresponding dielectric layers.The sensor interface，based on phase-locked loop theory，adopts fully-digital architecture，resulting in transferring the sensor signal to frequency domain.Themeasurement results show that the proposed pressure sensor achieves high performance on linearity and temperature stability.The sensor interface，consuming only 0.6μWpower dissipation at 1 V supply voltage，is especially suitable for the design of passive RFID tag.

pressure sensor；RFID tag；CMOSprocess

TP212.1

A

1005-9490（2016）04-0796-05

項目來源：湖南省科技廳科學計劃項目（2014FJ6017）；湖南省教育廳科學研究項目（13C260）；中國博士后基金項目（2014M561820）

2015-07-16修改日期：2015-11-25

EEACC:7230；7320G10.3969/j.issn.1005-9490.2016.04.009