李　棟，易映萍，謝　明，肖　飛(.上海理工大學(xué)，上海00093；.許繼集團有限公司，河南許昌46000)

基于HPWM調(diào)制技術(shù)的車載逆變器設(shè)計

李棟1，易映萍1，謝明1，肖飛2
(1.上海理工大學(xué)，上海200093；2.許繼集團有限公司，河南許昌461000)

介紹HPWM調(diào)制技術(shù)工作原理，并基于HPWM調(diào)制技術(shù)設(shè)計了純模擬控制的大功率車載逆變器。該車載逆變器采用了DC/DC和DC/AC兩級變換結(jié)構(gòu)，并且此逆變電源采用了純模擬方案。闡述了基于HPWM調(diào)制技術(shù)的車載逆變器的工作原理，給出了實現(xiàn)后級ZVS的條件，對兩級變換電路設(shè)計進行了詳細(xì)介紹。實驗結(jié)果表明，此逆變電源設(shè)計合理、運行穩(wěn)定可靠。

HPWM；車載逆變器；ZVS

車載逆變器電源作為在移動中使用的直流變交流的轉(zhuǎn)換器，成為常備的車用電子裝置用品。大功率的車載逆變器通過電瓶，將產(chǎn)生穩(wěn)定工頻交流電。車載逆變器作為常用設(shè)備，500 W以上的大功率較為少見，并且多數(shù)大功率的車載逆變便器有成本高、穩(wěn)定性差等缺點[1]。車載逆變器作為汽車上的電能轉(zhuǎn)換設(shè)備，效率和安全是尤為重要的，降低損耗和減少諧波則是實現(xiàn)高效能和安全可靠的重要指標(biāo)。本文設(shè)計的車載逆變器基于HPWM調(diào)制技術(shù)，該調(diào)制技術(shù)具有較低諧波和較少開關(guān)損耗的優(yōu)點，結(jié)合本文所使用的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可以實現(xiàn)零電壓開關(guān)(ZVS)，從而減少開關(guān)損耗[2]。

1 HPWM調(diào)制技術(shù)

H橋逆變器是逆變器中廣為使用的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，基于H橋逆變器的主要調(diào)制技術(shù)有：(1)雙極性PWM(BPWM)：因為容易實現(xiàn)，所以使用較為普及，但是其諧波含量較多并且難以濾除，這些缺點將對車載逆變器的安全和可靠性帶來較大影響。(2)普通單極性PWM(UPWM)：該控制方式相對BPWM有較少的諧波分量和較少的開關(guān)損耗，但是阻感負(fù)載下由于換流時UPWM調(diào)制技術(shù)下的橋臂不工作與調(diào)制狀態(tài)，將使諧波分量增加，并且該調(diào)制技術(shù)會使功率開關(guān)管的壽命不均等[3]。

為了克服以上缺點，本文提出新型的調(diào)制技術(shù)混合性SPWM(HPWM)，該調(diào)制技術(shù)本質(zhì)上仍然是單極性PWM調(diào)制技術(shù)。HPWM調(diào)制技術(shù)具有開關(guān)損耗小、阻感負(fù)載換流時橋臂處于可控狀態(tài)、諧波分量少、開關(guān)管壽命均衡等優(yōu)點。BPWM調(diào)制技術(shù)、UPWM調(diào)制波形、HPWM調(diào)制波形分別如圖1所示。

圖1　BPWM調(diào)制技術(shù)、UPWM調(diào)制波形、HPWM調(diào)制波形

本文使用Matlab/Simulink仿真，對三種調(diào)制技術(shù)進行仿真驗證。

H橋逆變器的主要仿真參數(shù)如下：阻感性負(fù)載：電阻負(fù)載10 Ω，電感0.5 mH；LC濾波器：濾波電感0.6 mH，濾波電容0.47 μF；直流輸入電壓360 V；載波頻率20 kHz；調(diào)制波頻率50 Hz；輸出電壓280 V。

仿真結(jié)果如圖2所示。

圖2　仿真結(jié)果

通過仿真驗證了以上所述內(nèi)容，而UPWM的諧波分量比HPWM高也正是因為UPWM在換流逝橋臂處于不可控所帶來的影響。

2 電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作原理

前級的DC-DC升壓電路選取推挽電路作為前級電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。推挽電路具有很好的對稱性。推挽電路典型波形如圖3所示。

圖3　推挽升壓電路理想波形

由圖3可知推挽電路具有4種工作狀態(tài)，由于對稱性，本文只對t0-t2工作狀態(tài)進行分析[4]，工作狀態(tài)如圖4所示。

圖4　推挽升壓電路狀態(tài)

[t0，t1]狀態(tài)1：開關(guān)管S1開S2關(guān)，繞組N1有電流流過，感應(yīng)電壓。繞組N2有電流輸出，能量向負(fù)載輸出。S2上的電壓為2V1。狀態(tài)1電路如圖4(a)所示。

[t1，t2]狀態(tài)2：在t1時刻開關(guān)管S1關(guān)斷，開關(guān)管在t1-t2內(nèi)全部關(guān)斷，繞組N2不產(chǎn)生電壓，濾波電容支撐負(fù)載電壓。使用RC電路消耗漏感能量，從而避免開關(guān)管的尖峰電壓。狀態(tài)2電路如圖4(b)所示。

后級采用H橋作為拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，采用Mosfet作為開關(guān)管。并聯(lián)的小電容是Mosfet輸出結(jié)電容的等效，即C1～C4，有C1= C2=C3=C4；VD1～VD4為Mosfet的體二極管。由于工作狀態(tài)對稱，本文僅對正半周進行分析，主要波形如圖5所示。在正半周期，電路具有6種狀態(tài)[5]，如圖6所示。

圖5　H橋電路主要波形

圖6　H橋6種模態(tài)

[t0，t1]狀態(tài)1：VT1和VT4導(dǎo)通，濾波電感Lt的電流為線性增長，t1時刻VT1關(guān)斷電流停止增長。

[t1，t2]狀態(tài)2：t1時刻，VT1關(guān)斷，Lt續(xù)流，VT1流過的電流向C1和C3支路轉(zhuǎn)移，此時C1充電，C3放電。C1、C3的存在，可以使VT1零電壓關(guān)斷。由于t1到t2的時間很短，電感可以等效為恒流源，即電流近似不變。則C1電壓為線性增長變化，C3兩端電壓為線性減少。C3電壓到t2為零，VD3自然導(dǎo)通。

[t2，t3]狀態(tài)3：在t2，VD3導(dǎo)通，VT3為零電壓導(dǎo)通。而此階段，VD3與VT3進行換流，VD3為同步整流狀態(tài)，Lt零續(xù)流狀態(tài)，Lt的電流線性變化，t3減小到零。

[t3，t4]狀態(tài)4：Lt續(xù)流結(jié)束，Lt電流反向增大，Lt上電壓為－Uo，Lt儲能，VT3電流線性增加，到t4時刻VT3關(guān)斷。

[t4，t5]狀態(tài)5：狀態(tài)5與狀態(tài)2類似，VT3關(guān)斷，C3充電，C1放電，VT3零電壓關(guān)斷。在t5時刻，C1的電壓減小為零，VD1自然導(dǎo)通。

[t5，t6]狀態(tài)6：t5時VD1導(dǎo)通，VT1開通，VT1零電壓開通。VT1和VD1進行換流，VT1為同步整流狀態(tài)，向電源回饋能量，Lt的電流負(fù)向減小到零。

通過式(1)～式(6)可以得出實現(xiàn)ZVS的條件。

由式(7)可以得出若想實現(xiàn)ZVS則在電路設(shè)計時需要注意：

(1)由于一般情況下I1＆gt;I2，所以有tdead1＆gt;tdead2。H橋的下橋臂驅(qū)動電路可以加二極管電阻網(wǎng)絡(luò)，這樣可以增加下橋臂的驅(qū)動能力，從而使下橋臂驅(qū)動電路的死區(qū)時間加大。

(2)ZVS的實現(xiàn)需要對Lt最大值有限制，這就很有可能使濾波電感具有較大的電流脈動，因此在選取磁芯時，務(wù)必選取電阻率較高、磁芯損耗小的磁芯材料。

3 車載逆變器的電路設(shè)計

3.1DC/DC電路設(shè)計

DC-DC變換的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)是推挽拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，將汽車蓄電池輸入電壓升壓至直流高電壓，對于前級推挽電路使用SG3525控制芯片。模擬電路構(gòu)成閉環(huán)PI調(diào)節(jié)。針對前級電路設(shè)計了短路與欠壓保護，來確保整個車載逆變器的安全。

3.2DC/AC電路設(shè)計

DC-AC電路設(shè)計主要是對后級的H逆變橋的主電路進行設(shè)計，主要為母線電容選取、LC濾波、控制電路設(shè)計。直流母線電容是關(guān)鍵參數(shù)，由式(8)進行計算。

式中：Ps為輸入功率；Vs為直流電壓；η為效率；w為輸出電壓角頻率。

LC濾波濾除高次諧波，計算濾波電感時，電流紋波為主要考慮因素，式(9)為計算公式。

LC截止頻率為載波頻率的1/10～1/5，可得到電容計算式(10)。

截止頻率200 Hz，可以濾除高次諧波[6]。實際中，該LC濾波器呈現(xiàn)較好的濾波效果。

后級逆變電路使用TDS2285控制芯片，配合硬件死區(qū)電路和圖騰柱電路加強驅(qū)動能力，后級電路實現(xiàn)了低開關(guān)損耗和EMI的目的[7]。

4 仿真研究

為了驗證設(shè)計的可靠性，采用Matlab/Simulink對車載逆變器進行仿真。仿真參數(shù)：輸入電壓13 V，HPWM頻率27 kHz，LC濾波器1 mH、4.7 μF，前級母線電容12 mF，后級母線電容330 μF。輸出電壓波形及快速傅里葉變換(FFT)分析，如圖7所示，輸出電壓的諧波電流失真(THD)為1.95％，輸出為較好的正弦波。

圖7　輸出電壓的FFT

5 實驗驗證

為了驗證整個設(shè)計的合理性，本文研制了車載逆變器樣機，進行實驗測試。輸入電壓為12～14 V，輸出電壓為225 V，50 Hz。實際調(diào)試時，樣機有效實現(xiàn)電壓閉環(huán)，諧波含量少。輸出電壓和電流波形(電流鉗方向為反相)如圖8所示。ZVS波形如圖9所示。

圖8　輸出電壓、電流波形

圖9　ZVS波形

說明：本文中所設(shè)計的車載逆變器已經(jīng)申請專利，專利號：ZL201420002317.4。

[1]朱保華.對車載逆變電源技術(shù)的研究[J].中國電力教育，2009(S2): 208-210.

[2] 彭小兵.一種新型SPWM逆變器[J].電工技術(shù)，2004(3):52-56.

[3]胡興柳.SPWM逆變電源的單極性控制方式實現(xiàn)[J].機電工程，2004(1):38-41.

[4] 張占松.開關(guān)電源的原理與設(shè)計[M].北京：電子工業(yè)出版社，2001: 46-58.

[5]彭小兵.高頻脈寬調(diào)制技術(shù)在逆變器中的應(yīng)用[J].電源技術(shù)應(yīng)用，2003(7):340-343.

[6]林維明.滿足新版IEC1000-3-2標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定的單相LC濾波整流器的設(shè)計[J].電工電能新技術(shù)，2002(2):1-5.

[7]王志強.開關(guān)電源設(shè)計[M].2版.北京：電子工業(yè)出版社，2005: 25-44.

Car inverter design based on HPWM modulation technique

LI Dong1,YI Ying-ping1,XIE Ming1,XIAO Fei2
(1.University of Shanghai for Science and Technology,Shanghai 200093,China;2.Xuji Group,Xuchang Henan 461000,China)

HPWM modulation technology works were described,and pure analog was designed to control power car inverter based on HPWM modulation techniques.DC/DC and DC/AC conversion structures were used by car inverter,and pure analog solutions were chosen by this inverter.The text-based automotive inverter HPWM modulation technology works were elaborated,and the conditions were given to achieve the level ZVS.The two-stage conversion circuit design was analyzed in detail.The experimental results show that this power inverter design is reasonable,stable and reliable operation.

HPWM;car inverter;ZVS

TM 464

A

1002-087 X(2016)01-0180-04

2015-06-12

國家高技術(shù)研究發(fā)展計劃(2012AA050206)

李棟(1990—)，男，新疆維吾爾族自治區(qū)人，工學(xué)碩士，主要研究方向為電力電子技術(shù)。