顧新艷，程松林，王　沖

（1.南京工程學(xué)院汽車與軌道交通學(xué)院，南京211167；2.東南大學(xué)國(guó)家專用集成電路系統(tǒng)工程技術(shù)研究中心，南京210096）

一種新型原邊反饋反激變換器數(shù)字采樣算法設(shè)計(jì)*

顧新艷1*，程松林2，王沖2

（1.南京工程學(xué)院汽車與軌道交通學(xué)院，南京211167；2.東南大學(xué)國(guó)家專用集成電路系統(tǒng)工程技術(shù)研究中心，南京210096）

為了實(shí)現(xiàn)原邊反饋反激變換器的高精度采樣，提出了一種新型的數(shù)字采樣控制算法。該算法根據(jù)變壓器輔助繞組兩端電壓信息調(diào)整誤差信號(hào)大小，并輸入到內(nèi)部控制環(huán)路實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出電壓的穩(wěn)定調(diào)節(jié)，相比于傳統(tǒng)的采樣電路，該方法省去了ADC或DAC電路，節(jié)省了控制電路的面積和功率的開(kāi)銷。本算法通過(guò)MATLAB仿真，且在一款5 V/1 A的AC-DC電源樣機(jī)上驗(yàn)證了其有效性，其中恒壓精度達(dá)到0.5%，表明該算法有很好的采樣實(shí)時(shí)性、精確性和實(shí)用性。

反激變換器；數(shù)字采樣；誤差信號(hào)；原邊反饋調(diào)節(jié)

反激式電源由于電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、適合多路輸出、輸入對(duì)輸出電壓影響小等優(yōu)點(diǎn)［1-2］，廣泛應(yīng)用于小功率電源適配器中。反激式電源變換器根據(jù)其反饋方式不同可分為原邊反饋PSR（Primary Side Regulation）和副邊反饋。副邊反饋在變壓器原邊和副邊之間引入一個(gè)光耦，通過(guò)光耦采樣輸出信號(hào)，其能夠提供精確的恒流和恒壓控制［3］，但電路組件數(shù)目較多、成本較高、可靠性較低，更主要的是光耦在高溫下線性度不好，誤差較大。而PSR則通過(guò)在變壓器中引入一個(gè)輔助繞組，進(jìn)行輸出信號(hào)的采樣［4］。相比于副邊反饋，原邊反饋省去了采樣光耦、減少了電路組件數(shù)目、降低了電路復(fù)雜程度，正逐漸成為未來(lái)反激變換器的發(fā)展趨勢(shì)，同時(shí)也是現(xiàn)在國(guó)際上的研究熱點(diǎn)。

采樣技術(shù)在PSR反激電源的控制中起到重要作用，現(xiàn)在大致有兩種方案：一是直接利用模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC（Analog to Digital Converter）進(jìn)行采樣［5-6］，二是利用帶有數(shù)模轉(zhuǎn)換器DAC（Digital to Analog Converter）的采樣算法實(shí)現(xiàn)［7-8］。但是這兩種方案都會(huì)帶來(lái)較大的電路開(kāi)銷，增加控制電路的復(fù)雜度和成本。為了降低采樣電路成本，本文提出了一種新型的數(shù)字采樣算法，該方法采用固定基準(zhǔn)電壓與輔助繞組電壓比較的結(jié)果經(jīng)過(guò)數(shù)字運(yùn)算得到輸出電壓的大小，在省去ADC 和DAC電路的同時(shí)，保持了采樣的實(shí)時(shí)性與準(zhǔn)確性。

1　原邊反饋反激變換器原理

PSR反激變換器的電路主拓?fù)洌?］如圖1所示，輸入交流電源經(jīng)過(guò)整流橋到達(dá)濾波電容C1，在C1作用下得到一個(gè)低頻波動(dòng)的直流電壓Vg（t）。電阻R3、電容C3及二極管D4組成RCD鉗位電路，防止開(kāi)關(guān)管Q1的漏端電壓過(guò)高，因?yàn)樵赒1的關(guān)斷瞬間，其漏端電壓會(huì)迅速上升，沒(méi)有該鉗位電路，Q1很可能會(huì)由于漏端電壓過(guò)高而損壞［10-11］。變壓器T1是該電路的核心之一，它有3個(gè)繞組，分別為原邊繞組、輔助繞組和副邊繞組，其中副邊繞組和輔助繞組同名端方向相同，并且和原邊繞組同名端方向相反。原邊繞組在Q1導(dǎo)通期間存儲(chǔ)能量，Q1斷開(kāi)瞬間能量耦合到副邊繞組，副邊繞組通過(guò)續(xù)流二極管D3和儲(chǔ)能電容C2把能量供給負(fù)載RL。輔助繞組兩端接分壓電阻R1和R2，兩個(gè)分壓電阻可取較大阻值以保證低損耗。原邊反饋反激變換器的采樣模塊根據(jù)分壓電阻R2兩端電壓Vsense得到誤差信號(hào)e（n），該誤差信號(hào)輸入到控制模塊，控制模塊根據(jù)e（n）和電流采樣電阻Rsense兩端電壓Vp通過(guò)環(huán)路控制算法進(jìn)行調(diào)節(jié)，從而輸出合適的占空比duty使系統(tǒng)穩(wěn)定輸出。

項(xiàng)目來(lái)源：國(guó)家自然科學(xué)基金項(xiàng)目（51405221）

收稿日期：2015-07-28修改日期：2015-08-30

圖1　原邊反饋反激變換器系統(tǒng)架構(gòu)圖

2　采樣算法理論分析

圖2中展示了PSR反激電源中原邊繞組Np電流Ip、副邊繞組Ns電流Is、采樣信號(hào)Vsense和占空比信號(hào)duty的波形，下面重點(diǎn)分析開(kāi)關(guān)斷開(kāi)后電壓Vsense的變化情況。

圖2　原邊反饋反激變換器關(guān)鍵波形

當(dāng)開(kāi)關(guān)關(guān)斷后，原邊繞組存儲(chǔ)的能量會(huì)耦合到副邊繞組，續(xù)流二極管D3有電流流過(guò)，并且線性減小，直到減小到0，這段時(shí)間稱為Tr，在此期間，Is如式（1）所示：

式（1）中，Np為原邊繞組匝數(shù)，Ns為副邊繞組匝數(shù)，Ip_peak為Ip峰值，Ls為副邊繞組電感，Vs為副邊繞組兩端電壓，Is降為0時(shí)刻t的大小如式（2）所示：

式（2）中t代表圖中時(shí)間Tr的大小，副邊繞組兩端電壓Vs滿足式（3）：

式（3）中Vd代表D3導(dǎo)通壓降，Ron為其導(dǎo)通電阻。根據(jù)式（1）和式（2）可得到式（4）：

式（4）表示了Vs與Vo和t的關(guān)系，根據(jù)變壓器的特性，副邊繞組兩端電壓和輔助繞組兩端電壓存在著固定的比例關(guān)系，所以當(dāng)Vs與輸出電壓Vo相等時(shí)，采樣電壓Vsense與輸出電壓也有著固定的比例關(guān)系，此時(shí)t可以用式（5）表示。

通過(guò)比較式（2）和式（5）時(shí)間的大小關(guān)系可知，式（5）表示的t略大于Tr，說(shuō)明在Is為0的時(shí)刻副邊繞組兩端電壓大于輸出電壓，所以在續(xù)流二極管降為0時(shí)刻采樣并不是最準(zhǔn)確的，如圖3所示。

圖3　數(shù)字原邊采樣方案波形關(guān)系圖

當(dāng)電流Is降為0時(shí)，采樣電壓Vsense開(kāi)始從峰值A(chǔ)處正弦衰減振蕩，并且衰減振蕩的周期固定。此時(shí)Vsense的值并不和Vo成固定比例關(guān)系，經(jīng)過(guò)Δt時(shí)間后B處Vsense和Vo呈固定比例關(guān)系，并且滿足式（6）：

3　采樣算法實(shí)現(xiàn)

由上節(jié)分析可得，在圖3中的B處進(jìn)行采樣更為合理，這里給出了一種新型的數(shù)字采樣方案，與現(xiàn)有的數(shù)字采樣方案相比，省去了DAC和ADC，節(jié)省了芯片的面積和功耗，并且更為精確，采樣模塊的架構(gòu)如圖4所示。

圖4　數(shù)字采樣模塊算法原理架構(gòu)圖

圖4中Vzvs是0電位電壓，電壓Vr是一個(gè)固定電位電壓，其大小可用式（7）表示：

式（7）中Vo代表預(yù)期輸出電壓，R1和R2代表采樣分壓電阻，根據(jù)上面分析可知當(dāng)Vsense和Vr相交于圖3 中B點(diǎn)時(shí)代表輸出電壓穩(wěn)定在預(yù)期值，當(dāng)Vsense和Vr相交于圖3中B點(diǎn)下面時(shí)代表輸出電壓偏大，當(dāng)Vsense和Vr相交于圖3中B點(diǎn)上面或沒(méi)有交點(diǎn)時(shí)，代表輸出電壓偏小，根據(jù)輸出電壓是否偏離穩(wěn)定值，Vsense、Vr和Vzvs不同情況下關(guān)系如圖5所示。

圖5　采樣方案中不同情況的工作波形圖

如圖5（a）所示，Vsense和Vr相較于B點(diǎn)，此時(shí)輸出電壓穩(wěn)定，比較器1和比較器2的輸出波形輸入到時(shí)間產(chǎn)生模塊，時(shí)間產(chǎn)生模塊根據(jù)內(nèi)部計(jì)數(shù)器得到時(shí)間信息T1和T2，在圖5（a）中T1和T2滿足T2/2-T1=Δt，此時(shí)誤差產(chǎn)生電路檢測(cè)到該狀態(tài)，則輸出一個(gè)大小為0的數(shù)字誤差信號(hào)e（n），表示沒(méi)有誤差；在圖5（b）中T1和T2滿足T2/2-T1＞Δt，此時(shí)誤差產(chǎn)生電路檢測(cè)到這個(gè)狀態(tài)，將輸出一個(gè)負(fù)的數(shù)字誤差信號(hào)e（n），其具體大小根據(jù)T2/2和T1差值來(lái)設(shè)定，T2/2和T1差值越大，表明輸出電壓偏離的越大，產(chǎn)生的數(shù)字誤差信號(hào)e（n）的絕對(duì)值則越大；在圖5（c）中T1和T2滿足T2/2-T1＜Δt，此時(shí)誤差產(chǎn)生電路檢測(cè)到這個(gè)狀態(tài)，將輸出一個(gè)正的數(shù)字誤差信號(hào)e（n），其具體大小根據(jù)T2/2和T1差值設(shè)定，T2/2和T1差值越大，表明輸出電壓偏離越大，產(chǎn)生的數(shù)字誤差信號(hào)e（n）的絕對(duì)值就越大；在圖5（d）中Vr和Vsense沒(méi)有交點(diǎn)，此時(shí)表明輸出電壓還很小，誤差產(chǎn)生電路得到一個(gè)最大的數(shù)字誤差信號(hào)e（n）。采樣模塊除了可以得到誤差信號(hào)，還可以得到Tr時(shí)間的大小，具體可表示為Tr=T3-T2/2，其中T3表示為開(kāi)關(guān)關(guān)斷后comp2的第1個(gè)高電平維持時(shí)間寬度。

上面闡述了采樣算法的基本原理，但是仍然有一個(gè)問(wèn)題沒(méi)有解決，那就是如何確定Δt，根據(jù)正弦波形的特性，在圖3中A點(diǎn)附近的波形斜率最小，在B點(diǎn)附近波形斜率也很小，但是和A處比已經(jīng)偏大了，由于采樣算法的時(shí)間信息是通過(guò)計(jì)數(shù)器計(jì)數(shù)得到的，所以采樣波形斜率越小采樣的精度就越高，為了提高采樣精度可以設(shè)定Δt為0。但是設(shè)定Δt為0，根據(jù)前面理論分析可知輸出電壓不能穩(wěn)定在預(yù)期值，而且比預(yù)期值小，為了解決這個(gè)問(wèn)題，可以引入一個(gè)修正因子a，具體大小可以用式（8）表示：

式（8）中Vo表示預(yù)期輸出電壓值，Vo'表示實(shí)際輸出電壓值，根據(jù)具體的仿真和測(cè)試得到修正因子a，然后通過(guò)改變分壓電阻比或變壓器匝數(shù)比來(lái)實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出電壓的調(diào)節(jié)。

4　采樣算法仿真驗(yàn)證

4.1仿真平臺(tái)

為了驗(yàn)證所提算法，這里搭建了一個(gè)基于MATLAB的5 V/1 A PSR反激電源仿真平臺(tái)，表1給出了反激變換器的主要參數(shù)。

表1　反激變換器參數(shù)

圖6是PSR反激電源的仿真平臺(tái)，圖6（a）是反激電源的控制環(huán)路拓?fù)?，圖6（b）是圖6（a）子模塊反激系統(tǒng)的電路拓?fù)洌瑘D6（c）是圖6（a）子模塊采樣模塊的比較器電路。

為了盡可能獲得較高的采樣精度，整個(gè)數(shù)字電路工作時(shí)鐘頻率為40 MHz，Δt設(shè)定為0。固定電壓Vr的大小為1.458V左右。表2給出了T2/2-T1同e（n）關(guān)系。

圖6　PSR反激電源的仿真平臺(tái)

表2　T2/2-T1同e（n）關(guān)系

4.2仿真結(jié)果分析

根據(jù)前面分析，將分別仿真修正因子加入前后，輸出電壓Vo穩(wěn)態(tài)變化情況，仿真的輸入電壓為交流220 V，仿真結(jié)果如圖7和圖8所示。

圖7　未加修正因子時(shí)輸出電壓波形

圖8　加入修正因子時(shí)輸出電壓波形

圖7和圖8分別展示了未加入修正因子和加入修正因子時(shí)輸出電壓波形，可以發(fā)現(xiàn)整體輸出電壓穩(wěn)壓效果較好，在全負(fù)載范圍內(nèi)輸出電壓精度控制在了±0.5%之內(nèi)。此外，同理論分析一致，在未加入修正因子時(shí)輸出電壓的穩(wěn)定值小于5 V，加入修正因子之后輸出電壓的穩(wěn)定值控制在了5 V，仿真時(shí)修正因子的加入是通過(guò)改變采樣電阻分壓比來(lái)實(shí)現(xiàn)的。

為了驗(yàn)證所提數(shù)字采樣算法的動(dòng)態(tài)跟隨特性，對(duì)交流220 V輸入電壓下，滿載和10%負(fù)載之間切換時(shí)Vo動(dòng)態(tài)特性進(jìn)行了仿真分析，如圖9所示。

在圖9中，仿真了負(fù)載切換時(shí)輸出電壓響應(yīng)波形和電流采樣電阻兩端的電壓Vp波形。滿載切換到10%負(fù)載時(shí)，響應(yīng)時(shí)間為4.5 ms；10%負(fù)載切換到滿載時(shí)，響應(yīng)時(shí)間為0.94 ms。同參考文獻(xiàn)［11］相比，本文所提采樣算法在省去DAC的前提下同樣獲得了比較好的動(dòng)態(tài)跟隨效果。

圖9　滿載和10%負(fù)載切換時(shí)輸出電壓響應(yīng)波形

圖10　采樣波形圖

圖10展示了電壓穩(wěn)在5 V時(shí)，Vsense、Vr和副邊電流Is波形，可以發(fā)現(xiàn)Vr和Vsense的交點(diǎn)處于副邊電流降為0后的一點(diǎn)。與參考文獻(xiàn)［6-7］相比，本算法的一個(gè)優(yōu)點(diǎn)就是省去了DAC電路，在0.18 μm工藝下，一個(gè)DAC電路大約要占到整個(gè)芯片面積的1/6左右，所以在芯片設(shè)計(jì)時(shí)，芯片的面積和功耗將得到有效減少。

5　結(jié)束語(yǔ)

本文針對(duì)原邊反饋反激變換器現(xiàn)有采樣算法的缺陷，設(shè)計(jì)了一種新型的數(shù)字采樣算法，省去了傳統(tǒng)采樣算法所應(yīng)用的ADC或DAC電路，減小了電路開(kāi)銷和損耗，通過(guò)加入修正因子，在保持實(shí)時(shí)性的同時(shí)做到了更為精確的采樣，最后通過(guò)仿真驗(yàn)證了所提算法的有效性，仿真結(jié)果和理論分析一致，所提算法具有一定的理論和工程應(yīng)用價(jià)值。

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顧新艷（1977-），女，漢族，江蘇常州人，南京工程學(xué)院講師，工學(xué)碩士，主要從事電子電氣自動(dòng)化方面的教學(xué)與研究，zdhxgxiny@njit.edu.cn。

Design of a Novel Digital Sampling Algorithm for Primary Side Regulation Flyback Converter*

GU Xinyan1*，CHENG Songlin2，WANG chong2
（1.School ofAutomotive and Rail Transit，Nanjing Institute of Technology，Nanjing 211167，China；2.National ASIC System Engineering Research Center，Southeast University，Nanjing 210096，China）

A new digital sampling control method is proposed in order to achieve high precision for primary side regulation flyback converter.The output voltage error can be received from the auxiliary winding of the transformer，and then can be used in the internal control loop to keep the output voltage stable.Compared to traditional digital sampling method，ADC or DAC is neglected in order to reduce the spending of circuit and power.Based on simulation，a 5 V/1 A AC-DC prototype of PSR flyback converter is used to verify the validity of the proposed sampling method. The voltage accuracy of constant voltage regulation reaches 0.5%.Which indicated that the algorithm has good realtime sampling，accuracy and practicablity.

flyback converter；digital sampling；voltage error；primary side regulation

TM464.62

A

1005-9490（2016）03-0644-06

EEACC：7210G10.3969/j.issn.1005-9490.2016.03.028