管樂詩，卞　晴，劉　賓，王懿杰，張相軍，徐殿國，王　衛(wèi)

（哈爾濱工業(yè)大學(xué)電氣工程及自動化學(xué)院，哈爾濱150001）

基于GaN FETs的高頻半橋諧振變換器分析與設(shè)計

管樂詩，卞晴，劉賓，王懿杰，張相軍，徐殿國，王衛(wèi)

（哈爾濱工業(yè)大學(xué)電氣工程及自動化學(xué)院，哈爾濱150001）

隨著Si材料半導(dǎo)體器件性能逐步達到瓶頸，寬禁帶半導(dǎo)體器件（GaN、SiC）在諸多方面展現(xiàn)出了很好的性能，如低導(dǎo)通阻抗，小輸入、輸出電容等，這些特性使得GaN和SiC器件能夠應(yīng)用在更高的開關(guān)頻率條件，從而提高系統(tǒng)的功率密度。針對基于GaN FETs構(gòu)成的高頻半橋諧振變換器進行設(shè)計，分析了高頻條件下寄生電感參數(shù)對系統(tǒng)驅(qū)動電壓及漏源極電壓的影響，同時分析了高頻條件下系統(tǒng)電壓電流測量所需注意的事項及影響因素，為高頻條件下GaN FETs的應(yīng)用提供一定的幫助。

GaN FETs；高頻；諧振變換器；寄生電感

引言

隨著Si材料半導(dǎo)體器件性能逐步達到瓶頸，寬禁帶半導(dǎo)體器件（GaN，SiC）在諸多方面展現(xiàn)出了很好的性能，如低導(dǎo)通阻抗，小輸入、輸出電容等。這些特性使得GaN和SiC器件能夠應(yīng)用在更高的開關(guān)頻率條件，同時依舊保持較高的效率［1-5］。隨著電力電子系統(tǒng)的不斷發(fā)展，人們不斷追求電力電子設(shè)備的小型化與便捷化。在開關(guān)型電力電子系統(tǒng)SMPS（switching mode power system）中電感和電容等無源器件占據(jù)了很大一部分體積與重量，隨著系統(tǒng)開關(guān)頻率的提升，電感電容等無源元件的體積將會迅速減小，這是由于系統(tǒng)高頻化后能夠減少無源元件在每個周期中所需儲存的能量。由此可知較高的開關(guān)頻率能夠減小系統(tǒng)體積從而提高系統(tǒng)的功率密度，但是開關(guān)頻率的提高必然會導(dǎo)致系統(tǒng)開關(guān)損耗的增加。針對系統(tǒng)開關(guān)損耗，一般從兩個角度入手，第一就是采用如上所述的寬禁帶半導(dǎo)體材料器件，如GaN、SiC等；第二就是從拓撲層面入手，基于軟開關(guān)技術(shù)，采用諧振或者準諧振型變換器［6］，從而減小系統(tǒng)損耗。

但是高頻開關(guān)系統(tǒng)往往也會存在諸多問題，本文以基于GaN FETs構(gòu)成的高頻半橋諧振變換器為例，來詳細說明高頻條件下系統(tǒng)的特性以及存在的問題。首先簡要的介紹了所采用的半橋諧振拓撲同時對其開關(guān)損耗進行了分析；然后詳細分析了高頻條件下寄生電感參數(shù)對系統(tǒng)驅(qū)動電壓及漏源極電壓的影響；再分析了高頻條件下系統(tǒng)電壓電流測量所需注意的事項及影響因素；最后分別給出系統(tǒng)實驗波形及結(jié)論。

1　拓撲介紹及損耗分析

1.1所提半橋諧振拓撲介紹

如圖1所示為本文所提出的半橋諧振變換器拓撲結(jié)構(gòu)。其中輸入電壓為Ubus，該電路的諧振腔是由2個電感和2個電容組成，構(gòu)成了T型諧振網(wǎng)絡(luò)，輸出側(cè)采用具有中間抽頭的變壓器構(gòu)成整流環(huán)節(jié)。

圖1　所提半橋諧振變換器拓撲Fig.1 The topology of the proposed half-bridge resonant converter

該拓撲主要是為了解決傳統(tǒng)常用的LLC諧振變換器在輸入阻抗角較大時關(guān)斷電流大的問題。圖2所示為LLC電路典型的電壓電流波形示意。從圖中可以看出，雖然其能夠保證開關(guān)管的零電壓開通，但是其電壓電流的相位差很大，使得開關(guān)承受了較大的關(guān)斷電流，導(dǎo)致較大的關(guān)斷損耗。圖3所示即為所提出的半橋諧振變換器電壓電流波形曲線示意，在圖2、圖3中，為了觀察直觀，假設(shè)開關(guān)管能夠瞬間開通和關(guān)斷。在實際條件，尤其在應(yīng)用GaN FETs條件下，該過渡時間是非常短的。通過相位差的分析，在高頻條件下，這種較大的關(guān)斷損耗將會直接制約著系統(tǒng)效率的提升。為了解決上述問題，本文提出了圖1所示的諧振網(wǎng)絡(luò)，其主要目的就是調(diào)整諧振網(wǎng)絡(luò)的輸入阻抗角，使其能夠在工作頻率附近保證電壓、電流同相位，從而降低關(guān)斷損耗。隨著系統(tǒng)輸出功率或輸入電壓的改變，系統(tǒng)的阻抗角也會發(fā)生變化，但仍能保證電壓、電流的相位差在較小的范圍內(nèi)。從圖3中可以看出，考慮開關(guān)信號存在死區(qū)時間的條件下，系統(tǒng)能夠保證較小的阻抗角，從而減小開關(guān)管的關(guān)斷電流。為了進一步提高系統(tǒng)性能，選取EPC公司的EPC 20XX系列GaN FETs作為主開關(guān)管。電路具體的設(shè)計過程可參考文獻［7］，本文主要關(guān)注高頻條件下GaN開關(guān)管的特性及其他參數(shù)的影響。

圖2　LLC諧振電路電壓、電流波形示意Fig.2　Waveforms of voltage and current in LLC resonant circuit

圖3　所提半橋變換器電壓、電流波形示意Fig.3　Waveforms of voltage and current in the proposed half-bridge converter

1.2系統(tǒng)開關(guān)損耗分析

在不考慮系統(tǒng)其他寄生參數(shù)的條件下，系統(tǒng)的整體開關(guān)損耗可以分為局部開關(guān)損耗（PSW）、輸出電容損耗（POSS）、柵極充電損耗（PG）、反向?qū)〒p耗（PSD）和反向恢復(fù)損耗（PRR）4部分［8］。

根據(jù)文獻［8］，系統(tǒng)的局部開關(guān)損耗PSW為

式中：Vbus為輸入母線電壓；IDS為開關(guān)管開通或關(guān)斷時刻電流，兩者是近似相同的；fSW為開關(guān)頻率；RGon和RGoff分別為驅(qū)動電路的開通和關(guān)斷阻抗；VDR為驅(qū)動電壓；QGD和QGS為開關(guān)管充電電荷；Vpl為米勒平臺電壓；Vth為閾值電壓。上述參數(shù)均可從所選開關(guān)管技術(shù)手冊中獲得。

在一定的工作電壓下，輸出電容在穩(wěn)定條件下會達到母線電壓，其電能損耗可以通過計算得

式中輸出側(cè)電容容值同開關(guān)管漏源極電壓形成非線性關(guān)系，COSS表達式可以通過數(shù)據(jù)手冊中相關(guān)部分的分析曲線獲得。

在驅(qū)動電壓一定的條件下，柵極電荷損耗PG可表示為

在高頻和輸出功率較低的情況下，柵極電荷損耗是一個重要的考慮因素。式（3）計算出所提供的柵極電能在充電階段和放電階段各被消耗一半。

由于一個開關(guān)關(guān)斷與另外一個開關(guān)導(dǎo)通之間存在死區(qū)時間，導(dǎo)通器件中的電流會在電流通過開關(guān)管之前先通過其體二極管，這時就會發(fā)生開關(guān)管的反向?qū)?。實際上GaN材料開關(guān)管是不存在同Si材料相似的體二極管，但其反向?qū)ㄌ匦酝O管相似，所以可以近似的認為存在一個虛擬的二極管。只有在兩開關(guān)管的死區(qū)時間比建立零電壓關(guān)斷（ZVS）時間更長的時候才會發(fā)生反向?qū)?，開關(guān)管不同開通時刻電壓曲線如圖4所示。

圖4　開關(guān)管不同開通時刻電壓曲線Fig.4　The voltage curves of switches in different turn-on instant

式中，tSD為反向?qū)〞r間，需要根據(jù)工作條件來確定，因為它與負載電流、電源電壓、器件參數(shù)有關(guān)。首先，認為從開關(guān)管柵極電壓到達關(guān)斷平臺電壓到電流從二極管換向到其他器件上時的時間可定義為有效死區(qū)時間teff。所以式（4）中的反向?qū)〞r間可以認為是始于二極管開始導(dǎo)通瞬間，終止于器件本身開通并有通過開關(guān)管的正向?qū)娏鲿r。

首先需要確定達到ZVS狀態(tài)所需的時間，從而可以計算二極管的導(dǎo)通損耗。為了建立ZVS，外電路電流必須有足夠的能量來對開關(guān)管輸出側(cè)電容進行充電與放電。該時間即為零電壓關(guān)斷所需的時間。輸出電荷可以表示為

為正確計算零電壓關(guān)斷時間，需要綜合考慮開關(guān)管Q1和Q2的輸出電容。則零電壓關(guān)斷時間為

式中，ITurn-off為器件關(guān)斷時的電流。反向?qū)〞r間可以用對應(yīng)變換器工作模式下的有效死區(qū)時間減去零電壓關(guān)斷時間來表示，即

若tSD=0，說明沒有反向?qū)〞r間；如果tSD為正，則二極管導(dǎo)通損耗及其他相關(guān)損耗可以用式（4）計算。如果tSD為負，說明變換器工作在部分ZVS模式下，如圖4所示，這種情況下，就會產(chǎn)生硬開

反向?qū)〞r體二極管兩端壓降帶來的能量損耗可表示為關(guān)動作并引起相關(guān)損耗，但此時電壓比母線電壓更低。此時GaN FETs沒有反向?qū)ǎ虼藳]有反向恢復(fù)損耗。Q2導(dǎo)通時的開關(guān)節(jié)點電壓（VPZVS）可通過計算有效時間內(nèi)相對于總電荷轉(zhuǎn)移的電荷數(shù)量來確定，即

當體二極管從導(dǎo)通狀態(tài)變?yōu)殛P(guān)斷狀態(tài)時，會產(chǎn)生體二極管的反向恢復(fù)損耗。增強型GaN FETs （eGaN）與標準功率MOSFET或者級聯(lián)型GaN器件不同，其結(jié)內(nèi)不存有少數(shù)載流子，因此也沒有反向恢復(fù)電荷。針對級聯(lián)型GaN晶體管，因為有小型串聯(lián)硅功率MOSFET管，所以其仍然存在較小的反向恢復(fù)損耗。

二極管的反向恢復(fù)損耗PRR可以通過恢復(fù)電荷與母線電壓計算得到，即

數(shù)據(jù)手冊中提供了器件在典型工作模式下的反向恢復(fù)電荷值，但是如果工作條件與數(shù)據(jù)手冊中給定的工作條件相差很多，則此電荷值就會不準確，只能對該電荷值QRR進行粗略估算。

綜上分析，系統(tǒng)總的開關(guān)過程損耗為每部分損耗之和，即

因GaN FETs的QSG和QGD更小，相較于同等功率MOSFET而言其Psw也更低。同時相同耐壓條件下絕大多數(shù)的GaN FETs的輸出電容都比具有相同導(dǎo)通電阻RDS（on）的MOSFET管的小，這就使得GaN FETs的POSS相比之下低很多。綜上，在高頻條件下GaN材料開關(guān)管有明顯的低損耗特性。

圖5　包含2個源極電感和環(huán)路電感的半橋結(jié)構(gòu)示意Fig.5　The schematic diagram of half-bridge circuit including common-source inductance and loop inductance

2　寄生電感參數(shù)的影響

在實際情況中，上述理想條件下開關(guān)損耗不同部分，分析還是有些不完全，因為在高頻條件下，系統(tǒng)不可避免地存在一些寄生、雜散參數(shù)，尤其是上述分析中未考慮的電感參數(shù)會進一步影響系統(tǒng)開關(guān)的損耗，比如源極電感CSI（common-source inductance）LS和環(huán)路電感LLoop，其半橋結(jié)構(gòu)示意如圖5所示［7］。實際電路中由于器件尺寸、器件寄生參數(shù)、電路布局寄生參數(shù)等物理性限制的存在，上述參數(shù)是不可避免的。

2.1源極電感Ls的影響

在電流轉(zhuǎn)換過程中，源極電感兩端的所產(chǎn)生的電壓與柵極電壓相反，如圖6所示，因此降低了給柵極電容充電的柵極電流，這會相應(yīng)的增加了電流轉(zhuǎn)換的時間。通過圖7中的柵極電路分析，可以計算電流換相被拉長的時間量。因為完整的分析包含指數(shù)項和正弦項，因此需要做一些假設(shè)來簡化。

首先，將Ls兩端的電壓看作與柵極電壓同相的電壓源，這樣便只會影響門電路的電壓值；其次，忽略柵極電路電感的影響，該電感對電路開關(guān)特性的影響很小可以被忽略；最后，假設(shè)換相過程中漏極外電流連續(xù)保持不變。

將柵極驅(qū)動電壓壓降忽略，柵極電路電壓根據(jù)基爾霍夫電壓定律可得

可以用柵極電流及漏極電流表示為

而柵極電路電流可表示為

圖7　開通過程中開關(guān)管Q1及其典型驅(qū)動電路Fig.7　The typical driving circuit and switch Q1in turn-on condition

式中，tCR_CSI時為圖6中的上升時間。在所分析的較短時間內(nèi)，流經(jīng)開關(guān)管電流IDS和驅(qū)動回路電流IG可以視為不變的直流。

聯(lián)立式（12）及式（13），可求出tCR_CSI為

根據(jù)式（14），可求出源極電感的等效值為

從式（15）可以推出，當器件的輸入電容很小時，Ls對柵極電路阻抗的影響是很大的。因此，Ls的值應(yīng)該變得特別小才能將其的影響最小化。例如，MOSFET電路中，Ls=100 pH，CGS=2 900 pF，gm=60 S，則等效電阻為2贅，而在相同的GaN電路中，Ls= 100 pH，CGS=850 pF，gm=60 S，則等效電阻為7贅。式（15）可以估算電流換相時間，包括Ls的影響，它能直接被加到式（1）中與QGS相關(guān)的RG項內(nèi)，來更加準確地計算系統(tǒng)損耗。

2.2環(huán)路電感LLoop的影響

另外一個影響開關(guān)損耗的因素就是高頻條件下功率環(huán)路電感Lloop，它可以影響開關(guān)器件之間的電壓和電流。它被總線電壓及圖5中與該母線相連的其他元器件包圍。元件的寄生電感和分布電感均為總環(huán)路電感的一部分。功率環(huán)路電感Lloop在開關(guān)關(guān)斷期間對開關(guān)管主要存在2點不好的影響：①使其換相變慢同時提升漏源間的電壓；②器件導(dǎo)通期間，環(huán)路電感降低了器件漏源間的電壓，同時也降低了損耗。但是，好的影響和壞的影響綜合起來效果仍然不好，也就是說環(huán)路電感會增加電路中的損耗。所以在高頻條件下，一定要優(yōu)化系統(tǒng)開關(guān)管及其他元件的布局從而最大限度地減小環(huán)路電感，提高系統(tǒng)性能。

圖6　開關(guān)管兩端電壓電流波形Fig.6　The current and voltage waveforms across the switch

3　高頻條件下電壓、電流測量

隨著GaN FETs開關(guān)速度的增加，系統(tǒng)di/dt與dv/dt的斜率也會變得更加陡峭，這要求測量設(shè)備的帶寬也必須有適當?shù)脑黾印Ｍ瑫r高頻條件下，探頭的引入也會對系統(tǒng)的真實波形有一定的影響。下文將會對高頻條件下電壓、電流探頭的選擇以及相應(yīng)的測量注意事項進行相應(yīng)的說明。

3.1電壓波形測量

為了測定變化率很大的開關(guān)電壓波形的需要，很有必要將開關(guān)波形的保真度要求與示波器及其探頭的帶寬限制聯(lián)系起來。參考文獻［8］基于一些假設(shè)給出了上升時間與帶寬之間的關(guān)系為

基于式（16）選取該計算帶寬的k倍（k=3～5）來準確地測量波形上升時間，即

因此，對與一個上升時間為1 ns的波形，式（17）需要1.1～1.8 GHz之間的示波器帶寬。但是，示波器本身不能測量開關(guān)波形，自身受帶寬限制的電壓探頭也是需要的。對于探頭和示波器的級聯(lián)系統(tǒng)，有效上升時間由不同部分上升時間方根決定。它可以用器件帶寬表示為

示波器和探頭的帶寬都需要比總需求帶寬高。盡管超過2 GHz的示波器已經(jīng)存在，但是電壓探頭的容量仍然受限。并且電壓范圍越大，帶寬越小。從市場上現(xiàn)有的高帶寬無源和有源探頭可以看出，他們的最大電壓大都被限制在15 V，這顯然難以滿足大多數(shù)GaN應(yīng)用電路的需求。

同時在高頻高壓條件下，僅有足夠大的上升時間容量是不能確保有效地測量電壓。將探頭放置的與測量點越近越好，這樣會產(chǎn)生的感應(yīng)渦流也會盡可能小。圖8給出了一種電壓測量方法實例。探頭環(huán)路需要被最小化的原因如下：

（1）探頭阻抗很高，外加高速變化的電流（以及相關(guān)的磁場），將會通過電磁感應(yīng)在探頭中產(chǎn)生噪聲。通過限制環(huán)路面積及選擇與主電路形成磁場方向相反的環(huán)路方向避免磁通耦合，從而降低這種影響。

（2）探頭阻抗和環(huán)路電感相連組成了一個LC諧振腔，形成低通濾波器，它不僅會降低帶寬，也會產(chǎn)生實際測量中看不到的諧振。

圖8　高頻條件下推薦的電壓測量方法Fig.8　The recommended voltage measurement method in high frequency condition

3.2電流波形測量

與電壓測量一樣，電流測量的帶寬由上升時間需求決定。在硬開關(guān)或電流突變條件下，典型上升時間2 ns下，一個實際的電流測量帶寬（式17）需要超過500 MHz。這遠超過傳統(tǒng)電流探頭如霍爾元件及羅戈夫斯基線圈的容量值，它們的帶寬為50 MHz甚至更少，使得必須使用電流檢測電阻或者同軸電流分流器。

大多數(shù)情況下，檢測電阻或者分流器的帶寬受電阻和寄生串聯(lián)電感之間的轉(zhuǎn)角頻率限制。對于給定的串聯(lián)電感，帶寬可以通過提高檢測電阻值來提高，但會對電路特性產(chǎn)生較大的影響。同軸分流器與檢測電阻相比最主要的優(yōu)勢在于可以降低測量節(jié)點間的寄生電感，提高測量帶寬。由于尺寸和形狀的緣故，同軸分流器給整個電路附加了一個更大的電感，并且任何功率環(huán)電感的增加都會對開關(guān)過程產(chǎn)生不利影響。通過并聯(lián)放置很多分流電阻可以降低整體阻抗，但這樣也會明顯降低開關(guān)速度以獲得更好的電流波形測量值?？傊?，現(xiàn)在的測量技術(shù)很難在不影響GaN動態(tài)性能的條件下測得較高頻率下GaN FETs的電流，當諧振電路工作在諧振點附近時電流變化較緩，此時的測量影響在可接受范圍內(nèi)。

4　實驗結(jié)果

根據(jù)上述分析結(jié)果，本文設(shè)計了一工作頻率為1 MHz、輸入電壓為80 V、輸出電壓為15 V、輸出功率為25 W的半橋諧振變換器樣機，其結(jié)構(gòu)如圖1所示，主要元件參數(shù)如表1所示。初步優(yōu)化了開關(guān)管和其他元件的布局，從而減小系統(tǒng)的源極電感和功率回路電感，在測量過程中也盡量使得探頭構(gòu)成最小的回路，來減少探頭對于測量的影響。

表1　系統(tǒng)主要參數(shù)Tab.1　The types and values of system main components

圖9所示為系統(tǒng)諧振腔的電壓電流波形，圖10所示為副邊二極管的電流波形。由圖可以看出，諧振腔電壓電流同相位，此時開關(guān)損耗較低。同時從兩測試結(jié)果中可以看出，其波形滿足設(shè)計要求，但是仍然存在著電壓、電流的振蕩情況，后續(xù)工作中仍需對元件布局和電壓、電流測試方法進行進一步的優(yōu)化。圖11所示為各部分損耗的實驗測量結(jié)果，由圖可見同理論計算相一致。

圖9　諧振腔電壓和諧振電流波形Fig.9　Waveforms of current and voltage in resonant tank

圖10　副邊二極管電流波形Fig.10　Current waveforms of secondary side diodes

圖11　各部分損耗實驗測量結(jié)果Fig.11　Experimental results of distribution of different part losses

5　結(jié)語

本文分析并設(shè)計了一基于GaN FETs的高頻半橋諧振變換器，該拓撲能夠?qū)崿F(xiàn)系統(tǒng)諧振腔電壓、電流同相位，來減小開關(guān)損耗；同時對系統(tǒng)開關(guān)過程中各階段的損耗進行了詳盡的分析，可以得出GaN FETs在高頻條件下具有良好的低損耗特性。對高頻條件下寄生電感參數(shù)對系統(tǒng)驅(qū)動電壓、漏源極電壓以及系統(tǒng)效率的影響進行了分析，可以得出在GaN FETs的使用過程中一定要注意相關(guān)元件的優(yōu)化布局。最后分析了高頻條件下系統(tǒng)電壓電流測量所需注意的事項及影響因素。

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Analysis and Design of High Frequency Half-bridge Resonant Converter Based on GaN FETs

GUAN Yueshi，BIAN Qing，LIU Bin，WANG Yijie，ZHANG Xiangjun，XU Dianguo，WANG Wei
（School of Electrical Engineering and Automation，Harbin Institute of Technology，Harbin 150001，China）

With the fast development of Si material semiconductor devices，they have almost reached the characteristics limitation.Wideband semiconductor devices，such as GaN，SiC，perform excellent properties than Si material，on low on-resistance，small input and output capacitors.These characteristics make the GaN and SiC devices operate in much higher frequencies，then the power density of the system can be improved.In this paper，a high frequency half-bridge resonant converter is based analysis and design on GaN FETs.Based on the topology，the switching losses and parasitic inductor effects are detailed analyzed.Some cautions and influence factors are also depicted to help measure the voltage and current in high frequency conditions.

GaN FETs；high frequency；resonant converter；parasitic inductor

管樂詩

10.13234/j.issn.2095-2805.2016.4.82

TM46

A

2016-04-30 基金項目：光寶電力電子技術(shù)科研基金資助項目 （HIT-2014-02） Project Supported by Lite-On Power Electronics Technology Research Fund（HIT-2014-02）

管樂詩（1990-），男，通信作者，博士研究生，研究方向：超高頻功率變換器及單級AC/DC變換器，E-mail：hitguanyueshi@163. com。

卞晴（1993-），女，本科，研究方向：超高頻功率變換器，E-mail：besunnie@out look.com。

劉賓（1990-），男，碩士研究生，研究方向：超高頻功率變換器，E-mail：120718980 7@qq.com。

王懿杰（1982-），男，博士，副教授，研究方向：單級AC/DC變換器，超高頻功率變換器及無線電能傳輸技術(shù)，E-mail：wangyijie@hit.edu.cn。

張相軍（1971-），男，博士，副教授，研究方向：綠色照明技術(shù)，能量匹配技術(shù)，E-mail：xiangjunzh@hit.edu.cn。

徐殿國（1960-），男，博士，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向：超高頻功率變換器，機器人，照明電子技術(shù)，消費電子技術(shù)，大功率變換器，以及電機驅(qū)動技術(shù)等，E-mail：xudiang@hit.edu.cn。

王衛(wèi)（1963-），女，博士，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向：軟開關(guān)變換器，數(shù)字控制電子鎮(zhèn)流器，可再生能源變換器技術(shù)等，E-mail：wangwei602@hit.edu.cn。