謝江華　張方華　張　帥　陳　菲　雷　鳴（江蘇省新能源發(fā)電與電能變換重點實驗室（南京航空航天大學） 南京　210016）

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基于載波移相控制的高功率密度雙降壓式全橋逆變器

謝江華張方華張帥陳菲雷鳴
（江蘇省新能源發(fā)電與電能變換重點實驗室（南京航空航天大學） 南京210016）

雙降壓式全橋逆變器（DBFBI）因不存在橋臂直通、直流利用率高而且可實現(xiàn)續(xù)流二極管的最優(yōu)選取，所以具有可靠性高和變換效率高方面的優(yōu)勢。但是，DBFBI具有四個濾波電感，體積重量較大，限制了其在高功率密度場合的應用。將載波移相SPWM（CPS-SPWM）的控制方法應用到DBFBI中，該控制方式下，輸出濾波電感等效工作頻率是開關頻率的兩倍，有效地減小了濾波電感的體積和重量。此外，在電感電流半個周期內(nèi)高頻狀態(tài)時只有兩個開關管工作，有效地降低了逆變器的開關損耗。詳細地分析了該控制方式下環(huán)流產(chǎn)生的原因，通過從原有的4個濾波電感中分離出一個共用的濾波電感（CFI），有效地減小了環(huán)流損耗，并且給出了濾波電感的具體的設計過程。最后將剩余的四個濾波電感兩兩耦合，進一步提高了磁心的利用率。實驗結果驗證了理論分析的正確性。

雙降壓式全橋逆變器載波移相SPWM環(huán)流濾波電感耦合電感

0　引言

在分布式電源系統(tǒng)、UPS、航空二次電源和電動汽車等領域，逆變器發(fā)揮著重要的作用［1-4］。橋式逆變器被廣泛地應用在這些領域，然而橋式逆變器開關管的寄生二極管的反向恢復電流大，會產(chǎn)生很大的開關損耗，限制了開關頻率的提高［4-8］。此外，橋式逆變器還存在橋臂直通的問題，大大降低了逆變器的可靠性。為了提高逆變器的可靠性，文獻［9］提出了一種雙Buck半橋逆變器（Dual Buck Inverter，DBI）［10-12］，該逆變器不存在橋臂直通和開關管寄生二極管反向恢復問題，可靠性高，可大幅度提高開關頻率。但DBI的輸入直流電壓利用率較低，增加了功率管的電壓應力。文獻［13］提出了一種雙降壓式全橋逆變器［12-17］，該逆變器除了具有DBI高可靠和高效率的優(yōu)點，還解決了DBI輸入直流電壓利用率低的問題，并且輸入電容電壓脈動頻率為DBI的2倍，輸入電容可適當減小。但是該逆變器的4個濾波電感上的電流是半周期正弦波，磁心單相磁化，磁性元件利用率偏低，體積重量較大。

為此，本文將載波移相SPWM控制方法應用到DBFBI中，在輸出電感電流半周內(nèi)，只有兩個開關管高頻開關，因此開關損耗較少，且這兩個開關管驅(qū)動移相180°，使得輸出濾波電感電流頻率加倍，從而濾波電感減小為原來的一半。但該控制方式下會有環(huán)流產(chǎn)生，為了減小該控制方法帶來的環(huán)流損耗，從原來4個濾波電感中分離出一個共用的濾波電感。同時，該共用的濾波電感流過雙向電流，電感磁心能夠被雙向磁化，磁心利用率得到有效地提高。最后將剩余的4個電感兩兩耦合，這樣耦合電感磁心同樣雙向磁化，進一步提高了整個濾波電感的體積重量。另外，本文定量分析了支路電感取值與損耗的關系，通過合理地設計濾波電感，使得逆變器的損耗最小。

1　工作原理

圖1為基于CPS-SPWM控制的DBFBI主電路。其中 S1、S2、S3、S4為主功率開關管，VD1、VD2、VD3、VD4為續(xù)流二極管，L1、L2、L3、L4為輸出濾波電感，Cf為輸出濾波電容，iLf為電感 L1、L2電流之和，uof為輸出電壓的采樣信號，iLf為輸出電流的采樣信號，iref為電壓環(huán)的輸出信號，ur為電流環(huán)的輸出信號，uc為三角載波信號，ugs1、ugs2、ugs3、ugs4分別為S1、S2、S3、S4的驅(qū)動信號。輸出濾波電感電流和輸出電壓正方向如圖1所示。圖2為S1～S4驅(qū)動波形示意圖。由圖2可知該逆變器工作于半周期運行模式，即在輸出濾波電感電流半周期內(nèi)只有S1（S2）、S4（S3）高頻開關，并且S1（S2）、S4（S3）之間移相180°。由于iLf為正和負時逆變器工作原理類似，因此本文僅分析iLf為正時的工作模態(tài)。DBFBI的開關模態(tài)和關鍵波形如圖3和圖4所示。

圖1　基于CPS-SPWM控制的DBFBI主電路Fig.1　Main circuit of the DBFBI of the DBFBI with the proposed CPS-SPWM control

為了便于分析做如下假設:①所有的功率器件均為理想器件；②4個濾波電感相同，即L1=L2=L3=L4。

圖2　S1～S4驅(qū)動波形示意圖Fig.2　Drive schematic diagram of S1～S4

模態(tài)1［t0，t1］:等效電路如圖3a所示。在t0時刻開關管S1、S4導通，電感L1、L4上的電壓VL1=VL2= （Vin-vo）/2，電感電流iL1、iL2線性上升，當開關管S4關斷時該工作模態(tài)結束。

模態(tài)2［t1，t2］:等效電路如圖3b所示。在t1時刻開關管S4關斷，二極管VD4導通續(xù)流。此時VD2承受正壓導通，加在電感L2上的電壓為

流過L2的電流iL2由零線性上升。此時會有環(huán)流流過S1、L1、L2和VD2。而電感L1和L4兩端的電壓VL1=-VL2、VL4=-2VL2，所以電感L4電流下降的斜率是L1電流的2倍。當S4開通時該工作模態(tài)結束。

模態(tài)3［t2～t3］:等效電路如圖3c所示。在t2時刻S4開通，二極管VD4關斷。此時加在L2兩端的電壓VL2為

電流iL2線性下降。電感L1和L4兩端的電壓分別是VL1=-VL2、VL4=-2VL2，所以電感L4電流線性上升，斜率是 L1的2倍。當 iL2下降到零時該工作模態(tài)結束。

模態(tài)4［t3，t4］:等效電路如圖3d所示。在t3時刻iL2下降到零，二極管VD2承受反壓截止，流過電感L1、L4的電流以相同的斜率線性上升。

模態(tài)5［t4，t5］、模態(tài)6［t5，t6］、模態(tài)7［t6，t7］的分析可參考前面模態(tài)的分析，不再贅述。

圖3　DBFBI的開關模態(tài)Fig.3　Switching modes of DBFBI

圖4　DBFBI的關鍵波形Fig.4　Main waveforms of the DBFBI

2　環(huán)流分析

2.1環(huán)流產(chǎn)生的原因及影響因素

由第1節(jié)分析可知，環(huán)流主要存在于模態(tài)2、3、5和6。其中模態(tài)2、3和模態(tài)5、6類似。以模態(tài)2、3為例進行分析。

設總的濾波電感為Lf，其中L1=L2=L3=L4= Lf/2=L，結合式（1）和圖3b可得環(huán)流電流上升的斜率λc1為

由于該逆變器采用SPWM調(diào)制，因此其占空比是按正弦規(guī)律變化的，設其占空比D（i）為

D（i）=Msinα（i）（6）

式中，M為常數(shù)；α（i）為ugs1第i個時段中心點相位。

設Ia為iL2在t1～t3的平均值，則Ia為

由圖4和式（7）可以得到環(huán)流有效值Icc為

由式（8）可知，環(huán)流量的大小與占空比D（i）、開關周期Ts以及環(huán)流的上升斜率有關。而前兩個量與逆變器的控制有關，在單個開關周期內(nèi)可認為是定值。而環(huán)流的上升斜率與加在電感兩端的電壓以及電感值的大小有關。

2.2減小環(huán)流的方法

為了減小環(huán)流的上升斜率，降低逆變器環(huán)流損耗，從原來的4個濾波電感中分離出一個共同的濾波電感LCf，則帶共用電感的DBFBI電路如圖5所示。由于LCf的分離使得剩余的濾波電感占總濾波電感的比例減小，從而使得環(huán)流電流上升斜率降低。

圖5　帶共用電感的DBFBI電路Fig.5　Circuit of the DBFBI with a CFI

設總的濾波電感為Lf，支路電感Ldc1=Ldc2=Ldc3= Ldc4=kL（0≤k≤1），Ldc1+Ldc4+LCf=Lf，其中 L= Lf/2。帶LC f的DBFBI環(huán)流電流上升斜率為

對比式（5）和式（9）可知λc2＜λc1，且k越小環(huán)流電流上升斜率越小，環(huán)流越小。因此，CFI的加入能有效地減小環(huán)流損耗，且CFI越大環(huán)流損耗越小。同時，該濾波電感上的電流為完整的交流正弦波，磁心雙向磁化，磁心利用率得到提高。

2.3濾波器的設計方法

2.3.1環(huán)流損耗計算

根據(jù)式（8）、式（9）可知，支路電感越小，逆變器環(huán)流損耗越小。設k1、k2分別為流過電感Ldc2環(huán)流電流的上升斜率和下降斜率。

流過電感Ldc2環(huán)流電流上升和下降的時間tc1和tc2分別為

環(huán)流的出現(xiàn)會產(chǎn)生額外的損耗。根據(jù)前文分析，模態(tài)2、3和模態(tài)5、6類似，都會出現(xiàn)環(huán)流，因此本文只分析模態(tài)2、3的環(huán)流附加損耗。在模態(tài)2、3中，額外的損耗主要有開關管S1的導通附加損耗pS1con、二極管VD2的導通附加損耗pVD2con以及電感L1、L2的導通附加損耗pL1Cu、pL2Cu。

開關管S1導通附加損耗pS1con為

式中，fout為逆變器輸出頻率；Ns為開關管在一個周期內(nèi)的開關次數(shù)；Rdson為開關管導通電阻；iLdc1（i）、iLCf（i）分別為第i次時電感電流有效值。

續(xù)流二極管VD2導通附加損耗pVD2con為

式中，vFd（i）為續(xù)流二極管VD2導通壓降。

支路電感Ldc1和Ldc2的附加損耗pL1Cu和pL2Cu分別為

式中，RLdc1（i）、RLdc2（i）分別為濾波電感Ldc1和Ldc2的直流電阻。

總的環(huán)流附加損耗p_cc為

圖6給出了輸入電壓為 180 V，輸出電壓為115 V，輸出功率為1 kV·A時總環(huán)流附加損耗p_cc和支路電感取值關系。由圖6可見，支路電感值越小，附加損耗越小。環(huán)流損耗最大為8.1 W左右。

圖6　總環(huán)流附加損耗p_cc和支路電感取值關系Fig.6　The relationshipof the total circulating current additional losses p_ccand the DC filter inductor

2.3.2諧振損耗計算

為減小環(huán)流損耗，支路電感的值越小越好。但當支路電感的值減小到一定程度時，支路電感與功率管的寄生電容的諧振過程就無法被忽略了［21］。因此要考慮諧振損耗對逆變器效率的影響。

功率器件的寄生電容和支路電感的諧振過程主要產(chǎn)生于各個開關管開通或者關斷的切換過程中，其中以S1開通和關斷時產(chǎn)生的諧振現(xiàn)象進行分析，圖7為電感諧振電流示意圖，其他類似。開關管S1開通時，Ldc2和CVD2、CS2諧振，CVD2放電，CS2充電，電感電流iLdc2諧振上升。當 CVD2電壓放電至零時，二極管VD2導通，電感電流iL dc2諧振下降，直到零時結束。開關管S1關斷時，Ldc2和CVD2、CS2諧振，CS2放電，CVD2充電，電感電流iLdc2反向諧振上升。當CS2電壓放電至零時，開關管S2的體二極管CS2導通，電感電流iLdc2反向諧振下降，直到零時結束。

圖7　電感Ldc2諧振電流示意圖Fig.7　The resonant current schematic diagram of Ldc2

由于支路電感的大小直接影響諧振電流的大小，從而影響諧振附加損耗的大小，因此需要定量分析支路電感對諧振損耗的影響。支路電感和諧振損耗的關系推導可參見文獻［21］。附錄給出了具體的推導過程。

圖8給出了輸入電壓為 180 V，輸出電壓為115 V，輸出功率為1 kV·A時總諧振附加損耗pr和支路電感取值關系。

圖8　總諧振附加損耗pr和支路電感取值關系Fig.8　The relationship of the resonant additional losses prand the DC filter inductor

圖8可以看出，支路電感值越小，附加諧振損耗越大，因此支路電感的選取必須綜合環(huán)流損耗和諧振損耗來選取?？偟母郊訐p耗p_sum為

根據(jù)式（19）可作出總附加損耗p_sum和支路電感取值關系，如圖9所示。當支路電感取10 μH時，附加損耗最小為3.54 W。說明CFI的加入有效減小了該逆變器的環(huán)流損耗。

圖9　總附加損耗p_sum和支路電感取值關系Fig.9　The relationship of the total additional losses p_sumand the DC filter inductor

3　耦合電感分析

圖10為帶耦合電感的DBFBI等效圖，該耦合電感解耦后與前面所述的電路工作原理完全一致，區(qū)別僅在于解耦后等效支路電感為Ldc1+M、Ldc2+M、Ldc3+M、Ldc4+M，CFI變?yōu)長Cf-M，其中M為互感。

將平均粒徑18 μm重質(zhì)碳酸鈣分別在900、1 000、1 100、1 200 ℃下煅燒4 h，后采用冶金石灰物理檢驗方法對石灰活性進行測試，結果如圖1所示。

圖10　帶耦合電感的DBFBI等效圖Fig.10　The DBFBI with coupled inductors

4　實驗結果分析

基于載波移相的DBFBI原理樣機參數(shù)為:開關管采用IPP200N25N3G；續(xù)流二極管采用DPG30C300PB；直流輸入電壓為180 V；輸出電壓為AC 115 V/400 Hz；輸出耦合支路電感采用異名端相連耦合；耦合系數(shù)

k=1；等效輸出支路電感為 Ldc1=Ldc2=Ldc3=Ldc4= 10 μH；等效共用濾波電感LCf=100 μH；輸出濾波電容為6.6 μH；開關頻率為40 kHz。表1為采用載波移相控制的DBFBI和傳統(tǒng)DBFBI兩種逆變器濾波電感參數(shù)比較，其中，LCoupled1和 LCoupled2分別為 Ldc1、Ldc4和Ldc2、Ldc3兩兩耦合后的耦合電感；L為傳統(tǒng)DBFBI的濾波電感。由表1可知，前者相對于后者磁心體積減小了63.3%，重量減輕了428 g，減重比例達到了60.5%。

表1　兩種逆變器濾波電感參數(shù)比較Tab.1　Comparison of the filtering inductor o f the two inverters

圖11為基于載波移相的DBFBI阻性滿載實驗波形，圖11中，vbus為母線電壓；iLdc1為支路電感Ldc1的電流；iLCf為共用濾波電感電流；vout為輸出電壓。由圖11可知，共用濾波電感LCf正負半周交替工作，輸出波形良好，THD為0.6%。

圖11　阻性滿載實驗波形Fig.11　Experimental waveforms with full resistive load

圖12a和圖12b分別為電感 Ldc1、LCf和 Ldc2、Ldc3的電流實驗波形。圖12中，ugs1和ugs4分為S1和S4的驅(qū)動信號；iLdc1和iLCf為濾波電感Ldc1和LCf的電流；iLdc2和iLdc3為濾波電感Ldc2和Ldc3的電流。由圖12a可知，電感電流iLdc1和iLCf的等效工作頻率為開關頻率的2倍。由圖12b可知，當S1開通和關斷時，電感電流iLdc2會有諧振電流產(chǎn)生，當S4開通和關斷時，電感電流iLdc3會有諧振電流產(chǎn)生。同時，從實驗波形也可以很明顯地看到環(huán)流電流同時存在于電感電流iLdc2和iLdc3中，與理論分析一致。

圖12　電感電流實驗波形Fig.12　Experimental waveforms of inductor current

根據(jù)前面的理論分析可知當支路電感由60 μH降為10 μH時，逆變器理論計算總的附加損耗會減少4.6 W。圖13給出了在不同的支路電感下，該逆變器的效率曲線。由圖13可知，當支路電感由60 μH降為10 μH時，逆變器滿載效率提升了0.46個百分點，實驗結果與理論分析一致。說明通過合理的優(yōu)化設計支路電感的值可以使得逆變器總的附加損耗最小。該逆變器具有較高的效率，滿載時效率達到97.8%左右。

圖13　效率曲線Fig.13　Efficiency curves

5　結論

附錄

tr1、tr2分別為S1開通和關斷時諧振過程持續(xù)的時間

開關管S1開通時諧振附加損耗主要包括:開關管S1的導通損耗pS1on續(xù)流二極管VD2的導通損耗pVD2on和支路電感損耗pLCu1。

開關管S1導通附加損耗為

二極管VD2的導通附加損耗為

電感Ldc1和Ldc2導通附加損耗

開關管S1關斷時諧振附加損耗主要包括:開關管S2體二極管VDS2導通損耗pSVD2on，續(xù)流二極管VD1的導通損耗pVD1on和支路電感銅耗pL Cu2。

開關管S2體二極管導通附加損耗為

式中，vFm為開關管S2體二極管的導通壓降。

二極管VD1的導通附加損耗為

電感Ldc1和Ldc2導通附加損耗為

由于4個開關管的在開關過程中都會產(chǎn)生諧振附加損耗，因此逆變器總附加損耗pr為

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謝江華男，1989年生，碩士，研究方向為功率電子變換技術。

E-mail:352225908@qq.com

張方華男，1976年生，教授，博士生導師，研究方向為電力電子技術、可持續(xù)能源發(fā)電及并網(wǎng)控制技術、航空電源、半導體照明驅(qū)動技術。

E-mail:zhangfh@nuaa.edu.cn（通信作者）

A High Power Density Dual-Buck Full-Bridge Inverter Based on Carrier Phase-Shifted Control

Xie JianghuaZhang FanghuaZhang ShuaiChen FeiLei Ming
（Jiangsu Key Laboratory of New Energy Generation and Power ConversionNanjing University of Aeronautics and AstronauticsNanjing210016China）

The dual buck full-bridge inverter（DBFBI）has great advantages in reliability and efficiency because of no shoot-through concerns，high utilization rate of DC input voltage，and optimal choice of its free-wheeling diodes.However，the four filter inductors make the inverter large and heavy，which limits its applications in high power density conditions.The carrier phase-shifted sinusoidal pulse width modulation（CPS-SPWM）control is applied to DBFBIs in this paper.With the CPS-SPWM control，the equivalent operating frequency of the output filter inductors is twice of the switching frequency，which effectively reduces the size and weight of the filter inductor.In addition，only two switches work in the high-frequency switching state during the half line cycle of the filter-inductor current，which can effectively reduce the inverter switching losses.The circulating current introduced by this control is analyzed in detail.By separating a common filter inductor（CFI）from the four primary inductors，the circulating current losses can be effectively reduced.The design guidelines of the filter inductors are provided.Finally，the remaining four filter inductors are realized by two coupled inductors in order to further utilize the magnetic core.Experimental results verify the theoretical analysis.

Dual buck full-bridge inverter，carrier phase-shifted SPWM，circulating current，filter inductor，coupled-inductor

TM464

國家自然科學基金資助項目（51007039）

2014-07-18改稿日期 2014-08-14