郭洪月，關微，趙波，張津銘，陳明非（.遼寧立德電力工程設計有限公司，遼寧沈陽，067；.沈陽基輔新能源科技發(fā)展有限公司，遼寧沈陽，067）

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基于改進型SVPWM的SAPF研究

郭洪月1，關微2，趙波2，張津銘1，陳明非2
（1.遼寧立德電力工程設計有限公司，遼寧沈陽，110167；
2.沈陽基輔新能源科技發(fā)展有限公司，遼寧沈陽，110167）

摘要：空間矢量脈寬調制（SVPWM）已被廣泛地用在三相電壓源逆變器（VSI）中，近來SVPWM技術也逐漸應用于有源電力濾波器（APF）控制方面。應用于APF的傳統(tǒng)SVPWM由于復雜的三角計算，并且涉及到生成補償信號扇區(qū)識別與作用時間的復雜計算，因此其補償的響應時間是緩慢的。在傳統(tǒng)的SVPWM控制基礎上，基于有效時間概念提出，省略了扇區(qū)識別，簡化了作用時間的復雜運算。從而減少了數字控制器的運算量，提高了其補償速度。仿真與實驗證明了基于改進型SVPWM的并聯有源濾波器（SAPF）控制策略的有效性。

關鍵詞：空間矢量脈寬調制；有源電力濾波器；三相電壓源逆變器；有效時間

有源電力濾波器（APF）是一種動態(tài)抑制諧波和補償無功的新型電力電子裝置，它能對頻率和幅值都變化的諧波進行補償，可以彌補無源濾波器的不足，獲得比無源濾波器更好的補償特性，是一種理想的諧波補償裝置。與無源濾波器相比，有源電力濾波器具有高度可控性和快速響應性。目前并聯有源電力濾波器（SAPF）使用較多。在有源電力濾波器對諧波補償問題中，為了實時跟蹤諧波電流的變化，達到預期的補償效果，有源電力濾波器通常采用三角波比較法［1］和滯環(huán)比較法［2］。有源電力濾波器的補償性能除了依賴這些電流跟蹤法外，還與PWM調制方法有關。目前PWM調制法有SPWM和SVPWM法。與SPWM法相比，SVPWM具有電壓利用率高、響應速度快等優(yōu)點，并且非常適合數字化實現和實時控制［3］。

目前，眾學者對SVPWM研究不斷深入，文獻［4］提出一種電壓電流內在關系的SVPWM的控制方法。文獻［5］從一個新的角度出發(fā)，取消了扇區(qū)的概念，直接立足三相橋臂輸出來實現SVPWM調制。文獻［6］提出了一種針對于三相4開關APF的SVPWM控制方法。文獻［7］對SVPWM過調制算法進行磁鏈分析，驗證了過調制策略加快了電機的響應過程，擴展了電機運行速度的范圍。然而，針對于SAPF的SVPWM控制的研究還不夠充分。

本文對諧波補償的并聯有源電力濾波器的SVPWM控制算法進行了改進，主要針對作用時間的確定另辟蹊徑，并且取消了扇區(qū)判斷環(huán)節(jié)。仿真與實驗驗證了本文所提出的改進型SVPWM 的SAPF控制策略的正確性。

1　并聯APF的拓撲結構與數學模型

并聯APF簡化拓撲結構如圖1所示。簡化拓撲結構包括直流側有儲能電容的電壓源逆變器，通過濾波電感，在公共耦合點（point of common coupling，PCC）與非線性負載并聯。濾波電感的作用是減少由APF高頻開關動作產生的紋波。負載電流表示為iLa，iLb，iLc；電網電流與APF補償電流分別為isa，isb，isc和ifa，ifb，ifc。補償信號由改進的SVPWM電流控制器產生。APF的補償電流為

圖1　并聯型有源濾波器簡化拓撲結構圖Fig.1 The implified topology of shunt active filter

具有電流控制器的電壓源型PWM逆變器可以抑制諧波電流。本文中，改進的SVPWM算法用于產生開關導通、關斷信號。此外，SVPWM算法不需要三角波發(fā)生電路，更適合于數字化控制電路的實現。

圖2為A相的等效電路，Vsa和isa為電網A相電壓和A相電流；Rs，Ls為電網等效電阻和電感；Esa為A相PCC（公共耦合點）的電壓；Vfa，ifa分別為APF的A相電壓、電流；iLa為A相負載電流；Lf為濾波電感。等效電路可用以下等式表示

因此APF的三相電壓可以表示為

圖2　并聯APF單相（A相）等效電路圖Fig.2 The equivalent circuit diagram of SAPF（A phase）

2　dq0坐標變換下的諧波提取與SVPWM控制

圖3為dq0坐標變換下的諧波提取并作用于SVPWM控制器示意圖。負載電流通過dq變換分離出d軸、q軸分量、零軸分量；低通濾波器分離基波分量與諧波分量，負載電流參考值與基波分量作差，得到負載電流諧波參考值。dq0軸分量分別可由下式得到：

圖3　dq0坐標變換下的諧波提取與SVPWM控制Fig.3 Harmonic detection and SVPWM control under the dq0 coordinate transformation

三相的諧波電流是從三相負載電流中去除基波電流而得到，這里在d軸設置一個截止頻率為50 Hz的低通濾波器用于提取iLd。iLd對應ab-c坐標系下的負載諧波電流。VSI的損耗分量為負載idc,d加到是為了得到完整的d軸的參考濾波電流id。由于iLq，iL0必須直接提供，所以不在q軸和0軸加濾波器。整個三相負載諧波參考電流的提取過程如圖3所示。故有

根據圖2的等效電路圖，整理可得dq坐標系下的電流、電壓關系如下式所示：

式中：Vfd，Vfq，Vf0為被控變量；ω為系統(tǒng)頻率；ifd，ifq，if0為APF注入參考電流；Esd，Esq，Es0為dq0坐標系下的參考電壓。

忽略零序分量，Vfd，Vfq用以產生SVPWM開關信號脈沖，作用于APF補償負載諧波電流。

3　SAPF的改進型SVPWM

傳統(tǒng)的SVPWM控制法具體實現步驟主要包括如下4部分：1）坐標變換；2）扇區(qū)判斷；3）作用時間計算；4）確定空間矢量切換點［8］。傳統(tǒng)的參考矢量的合成作用時間的確定方法要確定扇區(qū)相角，并且要計算相位和參考相量。這些計算涉及大量的無理數和三角函數的計算，計算量是巨大的。這些操作嚴重增加了數字處理器的負擔，同時計算錯誤可能會破壞有源電力濾波器。

為了解決這個問題，本文應用有效時間與電壓調制來計算實際作用時間?；赿q坐標系空間電壓矢量分區(qū)及合成圖如圖4所示。

圖4　基于dq坐標系空間電壓矢量分區(qū)及合成圖Fig.4 The partition and synthesis of space voltage vector based on dq coordinates

這里6個非零電壓空間矢量可以表示為

定義Tmax=［Tsa,Tsb,Tsc］，Tmin=［Tsa,Tsb,Tsc］，有效時間Teff=T1+T2。

由文獻［8］可得下式：

式中：m為扇區(qū)號（m=1，2，…，6）

又因為在dq坐標系下有：

故有當m=1時有效作用時間為

同理當m=2時，有

當m=3，4，5，6時，同理可求，由此可以得到：

為了容許零電壓在一個采樣周期內參與運算，引入偏移時間Toffset對Tsa,b,c進行偏移，可以得到三相橋臂實際作用時間為

故有

其時間作用示意圖如圖5所示。

圖5　三相橋臂實際作用時間示意圖Fig.5 Schematic diagram of three arms action time

通過以上分析得到了一種新的獲得參考矢量合成時間的方法。該方法是通過在dq0坐標系下的三相參考電壓的調制作用而獲得有效作用時間。同時通過三相實際作用時間Tga，Tgb，Tgc作為三相橋臂的作用時間，作用于DSP寄存器以產生三相互補的PWM波驅動三相可控開關管。由式（7）～式（17）的分析可知Tga，Tgb，Tgc的值是隨提取的iaref，ibref，icref的變化而變化的，經過DSP后產生互補的PWM波也是隨提取諧波的變化而動態(tài)變化，故不需要扇區(qū)判斷。解決了扇區(qū)判斷和作用時間復雜計算這一計算量龐大且響應時間慢的問題。

4　仿真與實驗驗證

4.1仿真

根據本文提出的方法，搭建Matlab/Simulink仿真圖，參數如下：系統(tǒng)電壓380 V，50 Hz；非線性負載三相整流橋，R=10 Ω；VSI Cdc=1 500 μF，Vdc= 750 V；紋波濾波電感Lf=2 mH；開關頻率10 kHz；PI控制器Kp=4，Ki=1。

仿真結果如圖6所示。

圖6　仿真結果Fig.6 Simulation results

從仿真結果中可以看出，該策略搭建的仿真器補償電流的響應時間大概在0.02 s，因而所提出的改進型并聯有源濾波器以較少的計算工作量進行補償。

4.2實驗

為驗證該方法的正確性和有效性，搭建了基于三相并聯型APF實驗樣機。采用TI公司的TMS320F2812來實現，選用MAX125模塊完成A/D轉換。采用HIOKI PW3198電能質量儀測其電流畸變率。具體實驗參數如下：電網電壓380 V；電網頻率50 Hz；阻感負載電阻20 Ω；阻感負載電感5 mH；IGBT額定電壓1700 V；IGBT額定電流100 A；直流側電容2 200 μF；APF輸出端電抗器2 mH；逆變直流側電壓650 V；采樣頻率12.8 kHz；死區(qū)時間2 μs；基波周期采樣點數N=256。

經過實驗驗證可知，補償后電流畸變率從24.71%降到4.21%，波形得到了良好的改善。所以采用該方法補償效果良好，以A相為例，補償前后A相負載電流如圖7所示，圖8為SAPF的A相補償電流。并且通過電能質量儀測得補償前后的電流畸變率，補償前THD=24.71%，補償后THD=4.21%。

圖7　A相負載補償前后電流Fig.7 The load current of A phaes before and after compensation

圖8　APF補償的A相電流Fig.8 The APF current of A phase

5　結論

本文所提出的作用于SAPF的改進型SVPWM控制方法避免了傳統(tǒng)SVPWM算法的扇區(qū)判斷和計算各個扇區(qū)作用時間的復雜計算過程。此控制算法更適應于數字控制器（DSP）的控制，減輕了其龐大的計算負擔，提高了諧波補償的響應時間。本文所改進作用于SAPF的SVPWM控制算法對于工程實踐有著重要的借鑒意義。

參考文獻

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修改稿日期：2016-04-19

Research of SAPF Based on Improved SVPWM

GUO Hongyue1，GUAN Wei2，ZHAO Bo2，ZHANG Jinming1，CHENG Mingfei2
（1. Liaoning Lide Electric Power Engineering Co.，Ltd.，Shenyang 110167，Liaoning，China；
2. Shenyang Kiew New Energy Technology Development Co.，Ltd.，Shenyang 110167，Liaoning，China）

Abstract：Space vector pulse width modulation（SVPWM）has been widely used in the three-phase voltage source inverter（VSI）.Recently SVPWM technology is increasingly used in active power filter（APF）. The traditional SVPWM based APF has a high computational burden because of the complex trigonometric calculations，sector identification and the calculation of reaction time，thus compensating the response time is slow. In the traditional SVPWM control，the concept of effective time was omitted in the sector to identify and simplify the complex computing action time. Thereby reduced the amount of computation of the digital controller，which compensates for improved speed. The simulation and experimental results show the effectiveness of the control strategy based on improved SVPWM of shunt active power filter（SAPF）.

Key words：space vector pulse width modulation；active power filter；voltage source inverter（VSI）；effective time

中圖分類號：TM712

文獻標識碼：A

基金項目：遼寧省科學技術計劃項目（2013030005-201）；沈陽市科學技術計劃項目（F13-317-6-02）；沈陽市科學技術計劃項目（F13-319-6-23）

作者簡介：郭洪月（1983-），女，本科，工程師，Email：ghyzq2013@163.com

收稿日期：2015-08-25