趙　琴,金愛(ài)娟,紀(jì)晨燁,孫長(zhǎng)飛,胡　崢,倪似松

(上海理工大學(xué) 光電信息與計(jì)算機(jī)工程學(xué)院,上?！?00093)

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多相交錯(cuò)并聯(lián)Boost功率因數(shù)校正器的研究

趙琴,金愛(ài)娟,紀(jì)晨燁,孫長(zhǎng)飛,胡崢,倪似松

(上海理工大學(xué) 光電信息與計(jì)算機(jī)工程學(xué)院,上海200093)

摘要針對(duì)開(kāi)關(guān)電源在傳統(tǒng)的Boost功率因數(shù)校正電路中有著明顯的開(kāi)關(guān)損耗,使得電路具有較高成本和低效率。文中在傳統(tǒng)單相Boost變換器的基礎(chǔ)上,采納多通道交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)來(lái)進(jìn)行有源功率因數(shù)校正的主電路拓?fù)洹Ｒ匀嘟诲e(cuò)并聯(lián)Boost變換器為例,分析其工作過(guò)程,并通過(guò)仿真實(shí)驗(yàn)證明了多相交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC變換器具有減小輸入電流紋波和輸入電感值,以及提高變換器的效率等優(yōu)點(diǎn)。

關(guān)鍵詞Boost;PFC;交錯(cuò)并聯(lián)

隨著電力電子設(shè)備的廣泛應(yīng)用,由此造成的諧波污染也越來(lái)越嚴(yán)重,電網(wǎng)正在受到嚴(yán)重威脅[1-2]。此時(shí),功率因數(shù)校正技術(shù)的引用可有效地解決電力電子裝置所引起的諧波污染的問(wèn)題。然而,隨著功率等級(jí)的不斷提高,對(duì)大功率PFC變換器的需求量也越多,這就導(dǎo)致傳統(tǒng)的Boost變換器已經(jīng)無(wú)法應(yīng)用在大功率的場(chǎng)合。通過(guò)交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)不僅能有效地降低功率器件的電流應(yīng)力,而且還能同時(shí)提升變換器的功率等級(jí),以及具有減小輸入電流紋波和開(kāi)關(guān)損耗等優(yōu)點(diǎn)。本文設(shè)計(jì)了一種在電流臨界導(dǎo)通模式下的多相交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC變換器,使得電路實(shí)現(xiàn)較小的輸入輸出電流紋波、降低電磁干擾現(xiàn)象,有利于電磁兼容設(shè)計(jì)、較高的轉(zhuǎn)換效率及功率密度等特點(diǎn)。

1三相交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC電路

三相交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器的電路結(jié)構(gòu)如圖1所示,它是由3個(gè)參數(shù)相同的Boost變換器并聯(lián)而成,并聯(lián)結(jié)構(gòu)由輸入電源vI、3個(gè)儲(chǔ)能電感(L1、L2、L3)、開(kāi)關(guān)(s1、s2、s3)、二極管(D1、D2、D3)、輸出電容c和負(fù)載R組成。它們的不同之處就在于3個(gè)開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)之間相差了120°,這也就是說(shuō)這3個(gè)變換器工作在交錯(cuò)狀態(tài)下。三相交錯(cuò)并聯(lián)變換器有8種工作模式,分別是:

模式1開(kāi)關(guān)s1、s2、s3均導(dǎo)通;

模式2開(kāi)關(guān)s1導(dǎo)通,s2和s3關(guān)斷;

模式3開(kāi)關(guān)s2導(dǎo)通,s2和s3關(guān)斷;

模式4開(kāi)關(guān)s3導(dǎo)通,s1和s2關(guān)斷;

模式5開(kāi)關(guān)s1和s2導(dǎo)通,s3關(guān)斷;

模式6開(kāi)關(guān)s1和s3導(dǎo)通,s2關(guān)斷;

模式7開(kāi)關(guān)s2和s3導(dǎo)通,s1關(guān)斷;

模式8開(kāi)關(guān)s1、s2和s3關(guān)斷。

圖1　三相交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器結(jié)構(gòu)拓?fù)?/p>

以上介紹的8種工作模式中,模式1中開(kāi)關(guān)s1、s2、s3均同時(shí)導(dǎo)通,此時(shí)電路中電感電流IL1、IL2和IL3都呈現(xiàn)上升狀態(tài),而輸出電容c此時(shí)釋放能量給負(fù)載供電;模式2中開(kāi)關(guān)s1導(dǎo)通,s2和s3關(guān)斷,此時(shí)電路中電感電流IL1上升,而電感電流IL2和IL3在下降;模式8中開(kāi)關(guān)s1、s2、s3均同時(shí)關(guān)斷,此時(shí)電路中電感電流IL1、IL2和IL3都呈現(xiàn)下降狀態(tài),輸出電容c儲(chǔ)存能量,其他幾種模式也可以進(jìn)行同樣的分析。模式2的電感和電流狀態(tài)空間表達(dá)式為

(1)

可以令iL1=X1,iL2=X2,iL3=X3,V0=X4,則可以得到

(2)

對(duì)于三相交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器的其他幾種工作模式,同理也能得到如同式(1)的狀態(tài)空間表達(dá)式。

2三相交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC變換器參數(shù)

2.1輸入電流紋波

三相交錯(cuò)并聯(lián)Boost電路的輸入電流為各支路電感電流之和。當(dāng)并聯(lián)的相數(shù)越多時(shí),輸入電流紋波就會(huì)越小。當(dāng)三相交錯(cuò)并聯(lián)時(shí),占空比與電流紋波的關(guān)系如式(3)所示。

(3)

其中,K3(D)=ΔIin/ΔIL1,ΔIin為總輸入電流紋波;ΔIL1為每一相支路中的電感電流紋波。而兩相交錯(cuò)并聯(lián)時(shí),占空比與電流紋波的關(guān)系為

(4)

采用多相交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC結(jié)構(gòu),雖然不能在整個(gè)工作區(qū)間將電流紋波完全消除,但在降低紋波電流方面整體效果明顯。在同樣占空比下,當(dāng)交錯(cuò)并聯(lián)的相數(shù)不同時(shí),輸入電流紋波減小的程度也有所不同。

2.2電感磁芯尺寸

在單相Boost變換器中,其輸入電流就是流過(guò)電感的電流,而在三相交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器中,輸入電流被分流,流過(guò)每個(gè)電感的電流只是輸入電流的1/3[3]。在相同的功率等級(jí)[4]下,假設(shè)變換器中輸入電流為I,則單相Boost變換器中電感的能量可以表示為

(5)

而三相交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器中電感總能量可以表示為

(6)

就電感儲(chǔ)能方面來(lái)講,三相交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器中電感的能量是單相Boost變換器中電感能量的1/9。所以在實(shí)際設(shè)計(jì)電感器時(shí),電感電流是一個(gè)重要參數(shù)。通常設(shè)計(jì)電感器時(shí)采用面積乘積法(AP),單相和三相交錯(cuò)并聯(lián)的面積乘積[5]分別可以表示為

(7)

(8)

由于三相交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器中存有3個(gè)電感,因此APinterleaved=3APdual,盡管如此,三相交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器中的總面積乘積還是單相Boost變換器總面積乘積的1/3。所以電路中采用三相交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器能夠有效地減小電感磁芯的尺寸[6-7]。

2.3輸出電容電流有效值

交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC電路有較小輸出電容的電流有效值[8]。在單相Boost變換器中,電容電流有效值與占空比的關(guān)系可以表示為

(9)

在三相交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器中,電容電流有效值與占空比的關(guān)系可以表示為

(10)

根據(jù)以上3個(gè)公式,在Matlab中可以繪出輸入電容電流有效值與占空比的關(guān)系曲線(xiàn)圖如圖2所示,可以得到:在相同情況下,三相交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器相對(duì)單相Boost變換器而言,其輸出電容電流的有效值減小了近1/4,而輸出電容電流的有效值的降低,意味著電容的電流應(yīng)力也會(huì)減小,從而在一定程度上提高了變換器的可靠性。

圖2　輸出電容電流有效值波形圖

3實(shí)驗(yàn)仿真

3.1輸入電流

圖3為單相三相交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC變換器輸入電流波形。

圖3　Boost PFC變換器的輸入電流

如圖3所示,在單相Boost PFC變換器輸入電流平均值為38.4 A,而在三相交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器中輸入電流平均值為27.4 A,從圖中還可以看到單相Boost PFC變換器的輸入電流紋波約是三相的1.5倍,所以在三相交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器中的3個(gè)電感電流紋波經(jīng)過(guò)互相抵消,可以有效地減小電路的輸入紋波。

3.2電感電流波形

圖4為單相Boost PFC變換器電感電和三相交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器的3個(gè)電感電流波形圖。從波形中可以看到:單相Boost PFC變換器電感電流的平均值為38.4 A,而在三相交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器中電感電流平均值為9.3 A。在各種電路指標(biāo)都相同的情況下,相較于單相Boost變換器,三相交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器每個(gè)電感中所流過(guò)的電流約為單相Boost變換器的1/4,這也意味著電感所儲(chǔ)存的能量也是單相Boost變換器中電感電流的1/4。

圖4　Boost PFC變換器中電感電流波形

3.3輸出電壓

圖5為單相和三相交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC變換器輸出電壓波形。可以從圖中看到:單相Boost變換器輸出電壓紋波約為10 V,三相交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器輸出電壓紋波約為0.5 V,通過(guò)單相和三相交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC變換器輸出電壓紋波的比較,可以表明三相交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器可以使電路的輸出電壓更加穩(wěn)定,所以電路中把單相Boost PFC變換器拓?fù)涑扇嘟诲e(cuò)并聯(lián)Boost變換器可以大幅提升變換器的可靠性。

圖5　Boost PFC變換器輸出電壓

3.4樣機(jī)實(shí)驗(yàn)仿真

本文設(shè)計(jì)的Boost PFC電路是在85～265 V的交流輸入電壓,輸入電壓頻率為50 Hz,控制芯片為L(zhǎng)6562D,開(kāi)關(guān)管型號(hào)為FQPF10N60C,二極管型號(hào)為PEC3309,輸入濾波電容為1 μF/630 V,輸出電容為100 μF/450 V條件下進(jìn)行的,得到波形如圖6所示。

圖6　交流輸入端輸入電壓與輸入電流波形

圖7　輸出電壓波形

圖8　輸出電壓紋波

由圖6中可以看到,三相交錯(cuò)并聯(lián)的Boost PFC電路能較好地實(shí)現(xiàn)輸入電流跟蹤輸入電壓,而且當(dāng)輸入電流正弦化的同時(shí)還實(shí)現(xiàn)了電流電壓之間無(wú)相位差。從圖7和圖8中可以看出,輸出電壓穩(wěn)定約在400 V,而且輸出電壓紋波也很小,這就說(shuō)明經(jīng)過(guò)三相交錯(cuò)并聯(lián)的Boost PFC電路后能夠持續(xù)輸出穩(wěn)定電壓,能給負(fù)載安供電[9-10]。

4結(jié)束語(yǔ)

本文將單相Boost PFC變換器拓展到了三相交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC變換器。首先對(duì)三相交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC變換器的應(yīng)用優(yōu)勢(shì)和工作原理進(jìn)行了介紹。根據(jù)要求對(duì)交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器的主電路的參數(shù)進(jìn)行了設(shè)計(jì)。通過(guò)Simplorer軟件仿真和樣機(jī)實(shí)驗(yàn),從電路輸入電流紋波,電感電流以及輸出電壓三方面與單相Boost變換器進(jìn)行比較,驗(yàn)證了三相交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC變換器不僅能夠有效地降低功率器件的電流應(yīng)力,而且還能同時(shí)提升變換器的功率等級(jí),以及具有減小輸入電流紋波和使輸出電壓更加穩(wěn)定等優(yōu)點(diǎn)。所以對(duì)于PFC變換器來(lái)說(shuō),為更好地應(yīng)用到大功率場(chǎng)合,使得開(kāi)關(guān)損耗減少,電路達(dá)到較高的效率,多相交錯(cuò)并聯(lián)PFC變換器能更好地實(shí)現(xiàn)單相PFC變換器所不能達(dá)到的目的,應(yīng)用也將更加廣泛。

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Research on Multiphase Interleaving Parallel Boost Power Factor Corrector

ZHAO Qin,JIN Aijuan,JI Chenye,SUN Changfei,HU Zheng,NI Sisong

(School of Optical-Electrical and Computer Engineering,University of Shanghai for Science and Technology,Shanghai 200093,China)

AbstractIn terms of the significant switching losses of switching source in the traditional Boost PFC circuit,the circuit has higher cost and lower efficiency.In order to solve these problems,the paper adopts the multichannel interleaving parallel technology on the main circuit topology of active power factor correction based on the traditional single-phase Boost PFC circuit.Taking the three phase interleaving Boost converter as an example,the converter’s working processes are analyzed.Simulation verifies that the multichannel interleaving parallel Boost PFC converter offers less input current ripple,smaller inductance and higher efficiency.

KeywordsBoost;PFC;interleaving parallel

doi:10.16180/j.cnki.issn1007-7820.2016.05.019

收稿日期:2015-09-13

作者簡(jiǎn)介:趙琴(1991—),女,碩士研究生。研究方向:電力電子非線(xiàn)性及控制。

中圖分類(lèi)號(hào)TM46

文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼A

文章編號(hào)1007-7820(2016)05-067-04