孫 凱, 王全東, 李方正, 孟憲波

(1. 電力系統(tǒng)及發(fā)電設備安全控制和仿真國家重點實驗室, 清華大學電機系， 北京 100084;2. 裝甲兵工程學院控制工程系, 北京 100072)

T型三電平逆變器的共模干擾機理研究

孫 凱1, 王全東2, 李方正2, 孟憲波2

(1. 電力系統(tǒng)及發(fā)電設備安全控制和仿真國家重點實驗室, 清華大學電機系， 北京 100084;2. 裝甲兵工程學院控制工程系, 北京 100072)

通過對T型三電平逆變器拓撲結構和工作模態(tài)的分析，得出逆變器共模電壓的主要產(chǎn)生原因，推導了傳統(tǒng)正弦PWM控制下共模電壓的傅立葉表達式，并分析了其諧波成分。提出了T型三電平逆變器的共模傳導電磁干擾高頻等效電路模型，將基于該模型的共模電流頻譜仿真結果和在T型三電平逆變器實驗樣機上獲取的實測結果進行了對比分析，二者相互吻合，驗證了本文提出的高頻等效電路模型。本文的研究成果為T型三電平逆變器的共模電磁干擾抑制提供了重要的基礎。

T型逆變器; 共模干擾; 共模電壓; 高頻等效模型

1 引言

多電平逆變器在電壓應力、功率容量和供電質量等方面較兩電平逆變器有很大優(yōu)勢。采用RB-IGBT進行中點箝位的T型三電平拓撲是一種改進型的三電平中點鉗位(NPC)電路(如圖1所示)，與目前應用較多的二極管NPC拓撲相比，器件更少、損耗更小、輸出電壓諧波更小、功率損耗分布更加均衡[1]，在光伏、分布式發(fā)電以及交流調速領域具有廣泛的應用前景。

圖1 T型三電平NPC拓撲Fig.1 T-type 3-level NPC inverter topology

然而，T型三電平逆變器的共模干擾問題并未得到改善。一方面，開關器件動作時較大的dv/dt會給系統(tǒng)帶來很大的電壓沖擊和共模干擾[2,3]；另一方面，PWM調制無法保證三相輸出電壓之和為零，產(chǎn)生幅值和變化率都較大的共模電壓。共模電壓和電流會對系統(tǒng)變換器和負載產(chǎn)生不利影響，甚至可以嚴重影響系統(tǒng)可靠性和使用壽命[4,5]。而且，由于T型三電平逆變器更加復雜的拓撲結構和調制方法，其共模干擾的生成和傳播機理更加復雜。

國內外學者對電力電子變換器共模干擾的產(chǎn)生機理、傳播通道、抑制方法等問題進行了深入研究，但多是針對Buck電路和PWM調制算法[6-10]，對T型逆變器的共模干擾及高頻模型的研究較少。建立包括主要無源元件和主電路連接導體在內的高頻等效電路模型，是研究該型逆變器電磁兼容問題的重要基礎，是實現(xiàn)變換器電路優(yōu)化設計、抑制變換器EMI的重要條件。

2 工作模態(tài)分析

假設圖1所示單相T型逆變器的負載為阻感負載，其輸出電壓、電流及驅動信號波形如圖2所示，一個工作周期內輸出電壓電流存在四種相位關系，每種相位關系包含兩種交替變換的工作模態(tài)。

圖2 輸出電壓、電流及驅動波形示意圖Fig.2 Output voltage, current and drive signals

當開關管S1、S4的驅動為正，S2、S3的驅動為負，并且變換器的輸出電流流向負載(定義為正方向)，此時開關管S1導通，逆變器輸出電壓為Vdc/2，盡管S4驅動信號為正，但其由于承受反壓而處于關斷狀態(tài)，該工作狀態(tài)定義為模態(tài)1，如圖3(a)所示。

將S1的驅動由正變負，其余驅動信號保持不變，開關管S1由導通變?yōu)榻刂?，由于驅動為正，S4導通以保持輸出電流持續(xù)流向負載，此時逆變器輸出電壓為0，該工作狀態(tài)定義為模態(tài)3，如圖3(b)所示。

如果輸出電流方向保持不變，S2、S3的驅動為正，S1、S4的驅動為負，電流通過S2的反并聯(lián)二極管D2續(xù)流，此時逆變器輸出電壓為-Vdc/2，該工作狀態(tài)定義為模態(tài)5，如圖3(c)所示。

圖3 各模態(tài)等效電路圖Fig.3 Equivalent circuits of each operation mode

如果輸出電流的方向為負，在不同的驅動信號組合下，逆變器輸出可以工作在模態(tài)2、4、6，其分析與模態(tài)1、3、5類似，不再贅述。

在上述六種工作模態(tài)中逆變器的輸出電平只有Vdc/2、0、-Vdc/2三種，分別稱為P、O、N狀態(tài)，相應的開關狀態(tài)如表1所示，其中S1和S3、S2和S4互補導通。

表1 輸出電壓與開關狀態(tài)

3 共模電壓

帶三相對稱阻感負載的三相T型三電平逆變器如圖4所示。

圖4 三相T型三電平逆變器拓撲Fig.4 Three phase T-type inverter

以O為參考點，則：

(1)

對于三相對稱電路，總有：

(2)

代入式(1)可得：

(3)

在三相PWM逆變器中，共模電壓為逆變器輸出中點N對參考地的電位差[10,11]，則三相T型逆變器的共模電壓為：

(4)

三相T型三電平逆變器的每個橋臂有P、O、N三種開關狀態(tài)，因此三相橋共存在33=27種開關狀態(tài)，各開關狀態(tài)下的共模電壓如表2所示。

表2 各開關狀態(tài)下的共模電壓

輸出端A、B、C相對于參考點O的電壓由調制方式?jīng)Q定，為減小共模電壓，可以采用正負反向層疊式(POD)調制方式，一般選擇載波比為3的整數(shù)倍，并令載波與調制波同步，驅動信號及單相輸出電壓如圖5所示。

圖5 POD控制Fig.5 POD control

由圖5可見，一個工作周期內，輸出相電壓VAO波形關于點(Ts/2，0)成鏡像對稱，根據(jù)貝塞爾函數(shù)可得VAO的傅里葉級數(shù)表達式為：

(5)

式中，M為調制比;N為載波比;Jn為第一類貝塞爾函數(shù)。同樣地，B、C相的波形也為鏡對稱，也可以得到類似的表達式。因此，此時的共模電壓：

(6)

可見，共模電壓的頻譜中不存在開關頻率次諧波及其m次開關諧波(m=1,2…)，而只存在其邊頻帶。邊頻帶的幅值為：

(7)

開關頻率fs為15kHz時共模電壓uCM的頻譜分析如圖6所示，其中mN±3次諧波的幅值較大。

圖6 共模電壓FFT分析Fig.6 FFT analysis of common mode voltage

4 共模高頻等效電路模型

開關管開關過程中產(chǎn)生的dv/dt是三相T型逆變器主要的共模傳導EMI干擾源，它通過電路中的各無源元件與導體、電機以及對地之間的雜散電容進行充放電，形成了共模電流，從而對電網(wǎng)或其他設備形成共模干擾。

4.1 高頻等效電路模型

直流輸入端包含簡化LISN電路的單相T型逆變器如圖7所示，其中Cn1、Cn2、Cp和Cg為直流母線正負極、開關管發(fā)射極和負載對參考地的寄生電容。共模電流通過寄生電容Cn1、Cn2、Cp和Cg到達參考地，通過線性阻抗網(wǎng)絡的兩條回路回到直流側。

圖7 帶LISN的單相T型逆變器Fig.7 Single phase T-type inverter with LISN

當輸出電流io>0時，逆變器在一個工作周期內存在二、三兩個工作區(qū)間，下面以區(qū)間二的模態(tài)1、3為例進行分析。

模態(tài)1時，開關管S1導通，電流由S1流向負載，這與Buck電路中S1的導通效果是一致的，區(qū)別在于此時Buck電路中P點電位為Vdc，而T型逆變器中U點電位為Vdc/2；模態(tài)3時，S1關斷，S4導通，負載電流通過S4續(xù)流，這與Buck電路中D導通續(xù)流的效果是一致的。所以單相T型逆變器的1、3模態(tài)就構成一個Buck電路，產(chǎn)生的共模電流及相應的等效電路與Buck拓撲是相似的[11]，如圖8所示。

圖8 模態(tài)1、3共模干擾傳播通道及等效模型Fig.8 Common-mode interference passage-way and high-frequency equivalent under Mode 1, 3

圖8中，Rcab、Lcab為LISN到直流電容的等效電阻和電感，Rcm、Lcm為散熱器、地線及LISN間連接線的等效電阻和電感。

當輸出電流io< 0時，逆變器在一個工作周期內存在一、四兩個工作區(qū)間，下面以區(qū)間四的模態(tài)4、6為例進行分析。

模態(tài)4時，開關管S2導通，電流由S2流向負載，這與Buck電路中S1的導通效果是一致的；模態(tài)6時，S2關斷，S3導通，負載電流通過S3續(xù)流，這與Buck電路中D導通續(xù)流的效果是一致的。所以單相T型逆變器工作區(qū)間四內的模態(tài)4、6也構成Buck電路，它與工作區(qū)間二內模態(tài)1、3的等效Buck電路區(qū)別在于其開關管(S2)的位置位于下方，但這樣的結構對Buck的功能沒有影響，相應的共模干擾傳播通道及等效電路如圖9所示，其余工作區(qū)間內各模態(tài)的分析與此類似。

圖9 模態(tài)4、6共模干擾傳播通道及等效模型Fig.9 Common-mode interference passage-way and high-frequency equivalent under Mode 4, 6

在一個工作周期內，單相T型逆變器在四種不同的工作模態(tài)下具有不同的共模電壓，但都可以用U點對O點的電壓表示，則共模電壓為：

(8)

當逆變器負載為純電阻或阻感負載時，負載對地寄生電容Cg可忽略，此時逆變器的高頻等效電路如圖10所示。

圖10 三相T型逆變器共模干擾等效模型(Cg可忽略)Fig.10 Common-mode interference equivalent model of 3-phase T-type inverter (ignore Cg)

但當其負載為電機等交流負載時，此時三相交流負載對參考地的寄生電容Cg已不可忽略，必須將電機的高頻模型及寄生Cg考慮在內。感應電機的高頻等效電路模型如圖11所示，其中W、N和G分別為三相感應電機的輸入端子、中性點和接地端子；Re、Ld、Ca,b,c和Cg分別為電機的鐵心損耗等效電阻、繞組漏電感、輸入端子對地雜散電容和繞組中性點對地雜散電容[12]。則帶電機負載的三相T型逆變器傳導干擾等效模型如圖12所示。

圖11 三相感應電機及其高頻模型Fig.11 3-phase induction machine and its high-frequency equivalent model

圖12 帶電機負載的共模干擾等效模型(Cg不可忽略)Fig.12 Common-mode interference equivalent model with induction machine (without ignore Cg)

4.2 仿真分析與實驗驗證

負載為純電阻條件下，共模電壓的仿真及實測波形如圖13所示，其中Va、Vb分別為LISN兩個50Ω電阻的電壓，共模電壓VCM=(Va+Vb)/2，它與逆變器的開關器件的導通關斷動作密切相關，隨開關狀態(tài)的變化周期呈現(xiàn)周期性的變化。

圖13 共模電壓VCM仿真及實測波形Fig.13 Simulation and experiment waveforms of common-mode voltage

仿真及實測共模傳導干擾電壓VCM的FFT分析如圖14所示，對比分析結果如下。

圖14 共模傳導干擾VCM頻譜分析(電阻負載)Fig.14 Frequency spectrum analysis of common-mode voltage with resistance load

(1)在0～10MHz的范圍內，兩條頻譜曲線的峰值和變化趨勢基本一致，在50kHz(開關頻率為5kHz)處都存在一個55dB左右的峰值點。

(2)在10～50MHz的高頻段內，實測頻譜與仿真頻譜存在誤差，仿真頻譜出現(xiàn)了一個幅值較小的拐點和峰值點。由于測量儀器測量精度和采樣點個數(shù)的局限，未能對部分高頻信號進行有效提取，導致實測頻譜未能如實反映10～50MHz頻段內部分高頻信號的實際情況。但在此頻段內，共模電壓頻譜的幅值較小，兩條頻譜曲線的誤差也不超過5dB，對傳導EMI頻譜分析和預測的影響較小，仿真頻譜仍能較為準確地反映傳導共模干擾的實際狀況。

負載為三相感應電機時，不同開關頻率和對參考地寄生電容條件下共模傳導干擾電壓VCM的FFT分析結果如圖15所示。

圖15 共模傳導干擾VCM頻譜分析(感應電機負載)Fig.15 Frequency spectrum analysis of common-mode voltage with induction machine load

(1)由圖15(a)與圖14(a)對比分析可知，由于三相與單相逆變器共模干擾傳播通道的不同(三相為電機負載，其對參考地有較大的寄生電容)，使其頻譜與單相時的共模干擾具有較大差異。

(2)由圖15(a)、圖15 (b)、圖15 (c)對比分析可知，共模傳導干擾幅值隨開關頻率的增加而略有增加，但不同頻率下干擾頻譜的第一個拐點都在5MHz左右，說明其不受開關頻率的影響。5MHz以上高頻段的頻譜與開關頻率密切相關，這是由于共模電壓中包含開關頻率的高次諧波，開關頻率越高，諧波頻率也越高，高頻段的拱形波峰也越多(密集)。

(3)由圖15(a)、圖15 (d)對比分析可知，在開關頻率不變的情況下，電機對地寄生電容擴大10倍，其共模干擾的幅值增加了10～20dB，說明共模傳導干擾與電機對地寄生電容值緊密相關，寄生電容越大，共模干擾越嚴重。

5 結論

本文研究了T型三電平逆變器中共模電磁干擾的產(chǎn)生機理，提出了相應的共模高頻等模型，實測的共模電流頻譜與基于高頻等效模型仿真得到的共模電流頻譜具有很高的一致性，說明該模型可以準確地描述T型三電平逆變器的共模電流。該模型為T型三電平逆變器的共模電磁干擾抑制提供了重要的基礎和依據(jù)。

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Study on common mode interference mechanism in T-type three-level inverters

SUN Kai1, WANG Quan-dong2, LI Fang-zheng2, MENG Xian-bo2

(1. State Key Lab of Control and Simulation of Power Systems and Generation Equipments, Department of Electrical Engineering, Tsinghua University, Beijing 100084, China; 2. Control Engineering Department, Academy of Armored Force Engineering, Beijing 100072, China)

The topology and operation modes of the T-type three-level inverter are analyzed to figure out the main causes for common mode (CM) voltages. The Fourier expression of the common mode voltage under traditional sinusoidal pulse width modulation (SPWM) is deduced for harmonics analysis. A high frequency equivalent circuit of T-type three-level inverters for the common mode interference analysis is proposed. The simulation results with the proposed model coincide with the experiments results on the experimental prototype very well, which shows that the model is effective with acceptable accuracy. This study provides an important basis on CM interference suppression for T-type three-level inverters.

T-type inverter; common mode interference; common mode voltage; high-frequency equivalent model

2015-06-02

國家自然科學基金資助項目(51177083)

孫 凱(1977-)， 男， 北京籍， 副教授， 博士生導師， 研究方向為電力電子與新能源發(fā)電； 王全東(1989-)， 男， 河南籍， 碩士研究生， 研究方向為電力電子變換器的電磁干擾建模。

TM464

A

1003-3076(2016)03-0001-07