顏湘武 ，王 楊 ，葛小鳳 ，張 波

（1.華北電力大學 新能源電力系統(tǒng)國家重點實驗室，河北 保定 071003；2.國網新源張家口風光儲示范電站有限公司，河北 張家口 075000）

0 引言

雙管Buck-Boost變換器將Buck模式和Boost模式聯(lián)合使用后，具有升降壓功能、功率直通通路［1］和開關管電壓應力低等優(yōu)點，在電池充放電及新能源發(fā)電等需要寬范圍輸入特性的領域得到廣泛應用［2-6］。

雙管Buck-Boost變換器在電感電流連續(xù)的情況下，工作在Boost模式時，控制輸出電壓傳遞函數存在右半平面零點，限制了系統(tǒng)帶寬，降低了輸入動態(tài)響應速度。文獻［7］和［8］分別提出采用偽滑?？刂坪湍Ｐ皖A測控制來提高控制系統(tǒng)的動態(tài)響應速度，但是這2種方法屬于非線性控制方法，原理與設計比較復雜。由于雙管Buck-Boost變換器工作在Buck和Boost模式時，其電路分別等效于傳統(tǒng)的Buck和Boost電路，因此文獻［9］提出使用傳統(tǒng)的峰值電流控制來提高系統(tǒng)的動態(tài)響應速度。為了克服峰值電流法需要諧波補償且抗干擾能力差的缺點，文獻［10］提出采用平均電流控制來提高系統(tǒng)動態(tài)性能。但是上述2種方法不能夠實現(xiàn)變換器在2種模式之間的自動切換，文獻［11］提出雙載波-單調制或者雙調制-單載波的調制方法實現(xiàn)變換器在2種模式之間的自動近似平滑切換，但是這2種調制方式在2種模式下使用的是同一個調節(jié)器，因此Buck模式下的動態(tài)響應速度也會受到Boost右半平面零點限制的影響。文獻［12］提出了帶輸入電壓前饋的電壓型控制，通過輸入電壓的前饋作用提高了變換器的輸入動態(tài)響應速度，但是由于電壓型控制未對電感或者開關管電流進行控制，需要額外的電流保護模塊，同時其動態(tài)響應性能也較電流型控制差［13-14］。

為此，本文通過采用具有電壓電流雙閉環(huán)結構的平均電流法作為基礎控制，并與雙調制-單載波的調制方式相結合，在實現(xiàn)變換器Buck和Boost模式自動切換的同時，對電感電流進行了控制，在一定程度上提高了系統(tǒng)的動態(tài)響應性能。為了更好地減小Boost模式下右邊平面零點對變換器整個工作范圍的影響，在Buck和Boost工作模式的小信號模型基礎上，推導了適用于平均電流法的輸入電壓前饋函數，有效地提升了變換器的輸入動態(tài)響應性能，并通過仿真和實驗驗證了所提控制方法的有效性。

1 兩模式平均電流控制原理

圖1 兩模式平均電流控制原理Fig.1 Principle of two-mode average current control

圖1為雙管Buck-Boost變換器兩模式平均電流控制原理，電路拓撲中有VT1和VT22個開關管，通過控制這 2 個開關管的導通時間［15］和相位差［16］等可使變換器工作在多種工作方式下。其中比較常用的是Buck和Boost兩模式工作方式。當開關管VT1高頻開關、VT2常斷時，為Buck模式，變換器可等效為傳統(tǒng)的Buck變換器；當開關管VT2高頻開關、VT1常通時，為Boost模式，變換器可等效為傳統(tǒng)的Boost變換器。

在這2種模式下，變換器輸入、輸出電壓與2個開關管占空比之間的關系都滿足式（1）［1］。

其中，d1、d2分別為開關管 VT1、VT2的占空比；uo、ug分別為變換器輸出與輸入電壓。

圖1中平均電流模塊由輸出電壓外環(huán)調節(jié)器和電感電流內環(huán)調節(jié)器共同組成電壓電流雙閉環(huán)結構。模式切換模塊通過在平均電流模塊輸出的調制信號uc上疊加一個偏移量ubias實現(xiàn)2種模式的自動切換，其原理如圖2所示。

圖2 兩模式切換控制方法波形圖Fig.2 Waveforms of mode switching control

圖2所示為雙調制-單載波模式自動切換方法，通過在調制信號uc上疊加ubias得到調制信號uBuck和uBoost，并分別與同一個載波信號作比較來得到開關管VT1和VT2所需的占空比。從圖2中可看出，當2個調制信號之間的差值ubias小于鋸齒波的峰峰值u2-u1時，調制信號uBuck和uBoost在模式切換點處就會同時與載波相交，從而進入Buck-Boost工作模式［2］。為了降低開關損耗，防止變換器在模式切換過程中進入Buck-Boost工作模式，調制信號需要滿足式（2）。

為了使變換器不脫離開關管的調節(jié)作用，一般要求在任何時刻，至少有1個開關管處于高頻開關的狀態(tài)，因此通常要求ubias=u2-u1。這同時也是實現(xiàn)Buck和Boost 2種模式自動平滑切換的條件［12］。

2 輸入電壓前饋的引入

2.1 輸入電壓前饋函數的推導

前饋控制能夠很好地抑制甚至消除擾動信號對控制量的影響，圖3為輸入電壓前饋控制框圖。

圖3 輸入電壓前饋控制框圖Fig.3 Block diagram of input voltage feedforward control

前饋控制由于較易受系統(tǒng)模型準確性的影響，常常與反饋控制聯(lián)合使用，圖3（a）所示為傳統(tǒng)的雙閉環(huán)擾動前饋原理。圖3中，Gi和Gu分別為電流調節(jié)器和電壓調節(jié)器的傳遞函數，Gid和Gui分別為控制到電感電流和電感電流到輸出電壓的傳遞函數，為輸入電壓擾動到輸出電壓的傳遞函數，Gf為輸入電壓前饋函數，GPWM為調制器的傳遞函數，它們在Buck和Boost模式下的表達式可參考文獻［12］；分別為變換器輸出電壓、輸入電壓、電感電流、開關管占空比的擾動量。

從圖3（a）中可以看出，傳統(tǒng)的雙閉環(huán)輸入電壓前饋方法［17］是將經過前饋函數處理過的輸入電壓擾動信號前饋至外環(huán)電壓調節(jié)器的輸出側。前饋函數的結果如式（3）所示。

Gf在Buck和Boost 2種工作模式下的具體表達式分別如式（4）和（5）所示。

式（4）和式（5）中，D 為對應開關管的占空比且D′=1-D；R、L和C分別為變換器負載電阻、電感和電容。從上述兩式可以看出，2種模式下的輸入電壓前饋函數形式復雜，在物理上很難實現(xiàn)，會大幅增加控制系統(tǒng)的設計難度。從圖1雙管Buck-Boost變換器的拓撲結構可以看出，輸入電壓的擾動會首先傳遞到電感電流，然后再傳遞至輸出側電容，最終導致輸出電壓的波動，若是能夠通過輸入電壓前饋提前將電感電流上的波動進行抑制，不僅可以很好地限制電感電流的幅值，而且可以更加快速地抑制輸出電壓的波動，保持穩(wěn)定的輸出。

圖3（b）所示為新型雙閉環(huán)前饋的原理圖。圖中iL_ref為電壓外環(huán)輸出的電感電流給定值，GiL_ug為輸入電壓擾動到電感電流的傳遞函數。從圖3（b）中可以看出，新型的前饋控制方法通過將輸入電壓直接前饋至電流內環(huán)的電流調節(jié)器的輸出側，將輸入電壓的波動直接在電流內環(huán)進行抑制，保持電感電流的穩(wěn)定，減小輸入電壓擾動對輸出電壓的影響。由于將前饋作用移至了內環(huán)，所以可將外環(huán)略去，化簡后見圖3（c），新型的輸入電壓前饋函數如式（6）所示。

其中，GPWM一般等效為一個比例環(huán)節(jié)［12］，如式（7）所示。

其中，u1、u2分別為圖2中高頻載波的谷值和峰值，并將峰值與谷值之差定義為載波峰峰值，用usaw表示。

Gf在Buck和Boost 2種模式下的具體表達式分別如式（8）和（9）所示。

從式（8）和式（9）可以看出，其形式較傳統(tǒng)的雙閉環(huán)前饋較易化簡。Buck模式下的輸入電壓前饋函數只與輸入、輸出電壓的靜態(tài)工作點和載波幅值有關。Boost模式下，還與頻率有關系，但是由于傳統(tǒng)的新能源發(fā)電和充電設備的輸出電壓的波動頻率往往很低可以近似等效為 1［12］，因此輸入電壓前饋函數的值將主要受所選靜態(tài)工作點的影響。隨著靜態(tài)工作點的變化，前饋函數的表達式不發(fā)生變化，只是其值會改變，并在所選靜態(tài)工作點處具有最好的前饋效果，其余范圍前饋作用將稍微弱化。本文由于采用電壓電流雙閉環(huán)結構的平均電流法，其本身就具有較快的輸入動態(tài)響應速度［14］，可以在前饋作用較弱處起到補償效果，因此本文將靜態(tài)工作點選在模式切換處，在加強變換器模式切換處的輸入動態(tài)響應性能的同時，實現(xiàn)前饋函數的統(tǒng)一。因此，2種工作模式下的輸入電壓前饋函數可以最終化簡為式（10）。

2.2 帶輸入電壓前饋的兩模式平均電流控制策略

圖4所示為帶輸入電壓前饋的兩模式平均電流控制策略圖，圖中Gf為新型輸入電壓前饋函數。從圖中可以看出，輸入電壓信號經過前饋函數的處理后，分別與調制信號uBuck和uBoost疊加再經過比較器的調制后就可以得到所需的PWM波。并且，從式（10）可以看出，由于2種模式下的輸入電壓前饋函數相同，不再需要對ubias進行調整，直接令其與高頻載波相等即可實現(xiàn)變換器2種模式的自動平滑切換。

圖4 帶輸入電壓前饋的兩模式平均電流控制策略Fig.4 Two-mode average current control combined with input voltage feedforward

2.3 仿真比較

本文利用MATLAB／Simulink軟件搭建了仿真模型，對所提控制方法進行了仿真分析，并與單環(huán)的電壓型控制進行比較。仿真參數如下：輸入電壓為100～400 V，輸出電壓為200 V，輸出功率為 800 W，負載電阻為50 Ω，電感為4 mH，開關頻率為30 kHz，輸出側電容為 490 μF，輸入側電容為 220 μF，開關管型號為IKW40N120H3，二極管型號為IDW20G1-20C5。圖5為變換器輸入電壓到輸出電壓的波特圖。

圖5 輸入電壓到輸出電壓的波特圖Fig.5 Bode diagrams of input voltage and output voltage

圖5中單環(huán)指的是只有電壓環(huán)的電壓型控制，單環(huán)前饋指的是帶輸入電壓前饋的電壓型控制，雙環(huán)指的是本文中提到的具有電壓電流雙閉環(huán)結構的平均電流控制，雙環(huán)前饋指的是帶輸入電壓前饋的平均電流控制。圖5（a）和（b）所示分別為變換器在輸入電壓為100 V和400 V時，各種控制方法的幅頻和相頻響應特性。從圖5中可以看出，在2種工作模式下，在低頻范圍內，雙環(huán)控制的輸入動態(tài)響應比單環(huán)好，且加入輸入電壓前饋后，都能夠有效增強其輸入動態(tài)響應性能，其中帶輸入電壓前饋的雙閉環(huán)控制具有最好的動態(tài)響應性能。

圖6所示為變換器在Boost模式下，輸入電壓從120 V變?yōu)?70 V時，電感電流iL和輸出電壓uo在4種控制方法下的仿真波形圖。圖7所示為變換器在Buck模式下，輸入電壓從220 V變?yōu)?70 V時，各個狀態(tài)量的仿真波形圖。

從圖6和圖7中可以看出，當輸入電壓ug發(fā)生變化時，會在電感電流和輸出電壓上造成一個很大的沖擊。當不加輸入電壓前饋時，單環(huán)控制下,電感電流和輸出電壓的沖擊會遠遠超出允許的范圍；雙環(huán)控制下，沖擊雖然會有所減小，但還是不能夠滿足部分場合的要求。當加入輸入電壓前饋后，單環(huán)和雙環(huán)控制下的輸出電壓和電感電流的沖擊得到了很好的抑制，但是由于單環(huán)電壓型控制動態(tài)響應速度慢，電路要經過一定的振蕩后才能夠達到穩(wěn)定狀態(tài)，這不僅會給下級設備帶來不穩(wěn)定因素，也會加大變換器的功率損耗和電磁干擾，而雙環(huán)控制則由于具有很快的動態(tài)響應速度，能夠很快地在前饋控制粗調的基礎上進行微調，使電路實現(xiàn)穩(wěn)定的輸出，同時還對電感電流進行了控制，保證了設備的安全穩(wěn)定運行。圖8所示為變換器在Buck和Boost 2種模式之間互相切換時的仿真波形圖。從圖8中可以看出，當變換器的輸入電壓在150～250 V之間變化時，在沒有加入輸入電壓前饋時，電感電流和輸出電壓上都會產生一個沖擊，單環(huán)電壓型控制由于動態(tài)性能較差，且沒有對電感電流進行控制，導致電感電流上的沖擊往往會超出允許值。在加入輸入電壓前饋后，變換器抑制輸入電壓波動的能力大幅增強，能夠很快地根據輸入電壓的變化完成模式的切換。但是，單環(huán)電壓型控制在模式切換完成后，還需要一定時間的振蕩過程才能實現(xiàn)穩(wěn)定的輸出，動態(tài)響應較慢。帶輸入電壓前饋的雙閉環(huán)控制能夠在前饋的作用上很快地實現(xiàn)穩(wěn)定輸出，使變換器能夠根據輸入電壓的變換自動完成兩模式的平滑切換。

圖6 Boost模式下輸入電壓躍變仿真波形Fig.6 Simulative waveforms of input voltage step-change in Boost mode

圖7 Buck模式下輸入電壓躍變仿真波形Fig.7 Simulative waveforms of input voltage step-change in Buck mode

圖8 兩模式切換的仿真波形圖Fig.8 Simulative waveforms of mode switching

3 實驗驗證

為了驗證所提帶輸入電壓前饋的電壓電流雙閉環(huán)控制方法的有效性，在實驗室搭建了一臺800 W的試驗樣機，其參數與仿真參數一致。

由于變換器工作在兩模式下時可以分別等效為傳統(tǒng)的Buck和Boost電路，已有大量文獻對其參數的設計進行了討論，具體的設計步驟和方法可以參考文獻［18］。同時為了方便開關管的選取和變換器容量的提升，本文中所選取開關管的開關頻率為30 kHz，電壓和電流調節(jié)器使用傳統(tǒng)的PI調節(jié)器。

圖9和圖10分別為輸入電壓在120～170 V和220～270 V之間變化時，電感電流和輸出電壓的實驗波形圖。從圖9和圖10中可以看出，在不加入輸入電壓前饋時，輸入電壓發(fā)生變化時，會在電感電流和輸出電壓上產生沖擊，嚴重時甚至會燒毀開關管，危及設備工作安全。從圖9（b）和10（b）中可以看出，加入輸入電壓前饋后，能夠大幅提高變換器的輸入動態(tài)響應性能，很好地抑制輸入電壓波動對變換器的影響，保證穩(wěn)定的輸出，同時還可以有效控制電感電流的大小，防止電流過大燒毀設備。

圖9 Boost模式下輸入電壓躍變實驗波形Fig.9 Experimental waveforms of input voltage step-change in Boost mode

圖10 Buck模式下輸入電壓躍變實驗波形Fig.10 Experimental waveforms of input voltage step-change in Buck mode

圖11所示為輸入電壓在150～250 V之間變化時的實驗波形圖。從圖11（a）中可以看出，變換器在Buck和Boost模式切換時，電感電流存在較大的沖擊，這不僅會導致輸出電壓產生波動，嚴重時可能還會燒毀電感和開關管，因此十分有必要對電感電流進行適當的控制。從圖11（b）可以看出，輸入電壓前饋的引入，可以很好地抑制電感電流和輸出電壓的波動，實現(xiàn)變換器2種模式的自動平滑切換，與理論和仿真結果相符。

圖11 兩模式切換的實驗波形Fig.11 Experimental waveforms of mode switching

4 結論

本文針對雙管Buck-Boost變換器的兩模式控制策略進行了研究，提出了帶輸入電壓前饋的兩模式電壓電流雙閉環(huán)控制策略。該控制策略加入了電流內環(huán)，不僅對電感和開關管的電流進行了控制，有效地保護了設備的安全，而且能夠提高變換器的動態(tài)響應性能。同時，將輸入電壓前饋引入了電流內環(huán)，克服了傳統(tǒng)雙閉環(huán)前饋函數難以實現(xiàn)和化簡的缺點，并利用了內環(huán)的快速調節(jié)特性，很好地抑制了輸入電壓波動對電感電流和輸出電壓的影響。最后實驗室通過搭建仿真模型和800 W的試驗樣機，驗證了所提控制策略的有效性。

參考文獻：

［1］CHEN J，MA KSIMOVICD，ERICKSON R.Buck-BoostPWM converters having two independently controlled switches［C］∥2001 IEEE 32nd Annual Power Electronics Specialists Conference，2001. ［S.l.］：IEEE，2001：736-741.

［2］MA Y，WANG H，CHEN G，et al.A novel method for smooth transition in step-up ／step-down DC-DC converter［C］∥IEEE InternationalConference ofElectron Devicesand Solid-State Circuits，2009.Hong Kong，China：IEEE，2009：95-98.

［3］QIAO H，ZHANG Y，YAO Y，etal.AnalysisofBuck-Boost converters for fuel cell electric vehicles［C］∥IEEE International Conference on Vehicular Electronics and Safety，2006.Shanghai，China：IEEE，2006：109-113.

［4］晏坤，王輝，漆文龍，等.微電網儲能系統(tǒng)中基于PWM加雙重移相控制的雙向DC／DC變換器研究［J］.電力自動化設備，2015，35（4）：44-52.YAN Kun，WANG Hui，QI Wenlong，et al.Bidirectional DC ／DC converterbased on PWM plus dualphase-shiftcontrolfor microgrid storage system［J］.Electric Power Automation Equipment，2015，35（4）：44-52.

［5］邾玢鑫，程杉，譚超.ZVS隔離型高增益DC／DC變換器［J］.電力自動化設備，2015，35（5）：70-76.ZHU Fenxin，CHENG Shan，TAN Chao.ZVS isolated high stepup DC ／DC converter［J］.Electric Power Automation Equipment，2015，35（5）：70-76.

［6］楊亮，蘇劍，劉海濤，等.單相并網逆變器的直流分量抑制策略［J］. 電力自動化設備，2015，35（4）：145-150.YANG Liang，SU Jian，LIU Haitao，et al.DC component suppression strategy for single-phase grid-connected inverter［J］.Electric Power Automation Equipment，2015，35（4）：145-150.

［7］AGOSTINELLI M，PRIEWASSER R，MARSILI S，et al.Fixedfrequency pseudo sliding mode control for a Buck-Boost DC-DC converter in mobile applications：a comparison with a linear PID controller［C］∥2011 IEEE International Symposium on Circuits and Systems（ISCAS）.Rio de Janeiro，Brazil：IEEE，2011：1604-1607.

［8］MARIETHOZ S，ALMER S，MORARI M.Optimal control of a two control input Buck-Boost converter［C］∥48th IEEE Conference on Decision and Control，2009 Held Jointly with the 2009 28th Chinese Control Conference.CDC ／CCC 2009.Shanghai，China：IEEE，2009：6575-6581.

［9］LEE Y H，HUANG SC，WANG SW，etal.Power-tracking embedded Buck-Boost converter with fast dynamic voltage scaling for the SoC system［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2012，27（3）：1271-1282.

［10］HWANG B H，SHEEN B N，CHEN J J，et al.A low-voltage positive Buck-Boost converterusingaverage-current-controlled techniques［C］∥2012 IEEE International Symposium on Circuits and Systems（ISCAS）.Seoul，Korea：IEEE，2012：2255-2258.

［11］LEE Y J，KHALIGH A，EMADI A.A compensation technique for smooth transitions in a non-inverting Buck-Boost converter［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2009，24（4）：1002-1015.

［12］姚川，阮新波，曹偉杰，等.雙管Buck-Boost變換器的輸入電壓前饋控制策略［J］. 中國電機工程學報，2013，33（21）：36-44.YAO Chuan，RUAN Xinbo，CAO Weijie，et al.An input voltage feedforward control strategy for two-switching Buck-Boost DC-DC converters［J］.Proceedings of the CSEE，2013，33（21）：36-44.

［13］周國華，許建平.開關變換器調制與控制技術綜述［J］.中國電機工程學報，2014，34（6）：815-831.ZHOU Guohua，XU Jianping.A review ofmodulation and control techniques for switching converters［J］.Proceedings of the CSEE，2014，34（6）：815-831.

［14］DIXON L H.Average current mode control of switching power supplies［J］.Unitrode Product&Applications Handbook，1990，1：356-369.

［15］任小永，阮新波，李明秋，等.雙沿調制的四開關Buck-Boost變換器［J］. 中國電機工程學報，2009，29（12）：16-23.REN Xiaoyong，RUAN Xinbo，LIMingqiu，etal.Dualedge modulated four-switch Buck-Boost converter［J］.Proceedings of the CSEE，2009，29（12）：16-23.

［16］肖華鋒，謝少軍.用于光伏并網的交錯型雙管Buck-Boost變換器［J］. 中國電機工程學報，2010，30（21）：7-12.XIAO Huafeng，XIE Shaojun.An interleavingdoubleswitch Buck-Boost converter for PV grid connected inverter［J］.Proceedings of the CSEE，2010，30（21）：7-12.

［17］金以慧.過程控制［M］.北京：清華大學出版社，1993：125-134.

［18］曹偉杰.雙管Buck-Boost變換器的輸入電壓前饋控制方法［D］.南京：南京航空航天大學，2011.CAO Weijie.Input voltage feed-forward control method of twoswitch Buck-Boost converter［D］.Nanjing：Nanjing University of Aeronautics and Astronautics，2011.