孫向東，楊惠，李佳，任碧瑩（西安理工大學自動化與信息工程學院，陜西西安710048）

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用于電動汽車充電的單相PWM整流器調制方式研究

孫向東，楊惠，李佳，任碧瑩
（西安理工大學自動化與信息工程學院，陜西西安710048）

摘要：針對用于電動汽車充電的單相電壓型PWM整流器，對其單極性調制方式和雙極性調制方式進行了對比研究，結合兩種調制方式的優(yōu)點，提出了單極性調制與雙極性調制相結合的混合調制方式，解決了單相電壓型PWM整流器在單極性調制時過零點附近電流畸變較大和雙極性調制時電路開關損耗較大的問題。搭建了實驗平臺，實驗結果證明了混合調制方式的可行性和正確性。

關鍵詞：PWM整流器；混合調制方式；開關損耗；電流畸變

在我國，電動汽車的發(fā)展備受政府和汽車行業(yè)的關注，政府已出臺多個補助政策來推廣電動汽車，在多個省市投資建設電動汽車充電站，來確保電動汽車用戶的利益［1］。充電站的核心設備是AC/DC整流電路，整流電路的發(fā)展經歷了不控整流、相控整流到PWM整流的發(fā)展歷程，其中PWM整流器不僅解決了不控整流和相控整流中功率因數(shù)低、網側電流畸變嚴重的問題，同時還具備能量雙向流動和動態(tài)響應較快的優(yōu)點［1］，因此被廣泛應用于不間斷電源、電動汽車充電樁、可再生能源等系統(tǒng)中［2-4］。

圖1為單相電壓型PWM整流器用于電動汽車充電的電路框圖，假設電動汽車內部的儲能系統(tǒng)由超級電容器和鋰電池混合組成，每個儲能介質由各自的雙向DC/DC變換器實現(xiàn)充電控制。本文主要研究圖1所示的單相PWM整流器處于整流狀態(tài)時的調制方式。

圖1　單相PWM整流器用于電動汽車充電的電路框圖Fig.1 Circuit diagram of a single-phase PWM rectifier for electric vehicle charging

對于單相電壓型PWM整流器而言，傳統(tǒng)的PWM調制方式有兩種，即雙極性調制與單極性調制［5］。采用單極性調制方式時，每個周期內只有2個開關管交替開通，而其余兩管一直關斷，因此可以降低開關損耗，但網側電感電流波形存在過零點失真問題。而采用雙極性調制方式時，每個周期內4個開關管都處于交替開關狀態(tài)，開關損耗相對較大，但其網側電感電流波形不存在失真問題，正弦度高［6-7］。針對兩種調制方式的優(yōu)缺點，本文提出單極性調制和雙極性調制相結合的混合調制方式，既可以降低開關損耗，也可以解決單極性調制時電網電流過零點失真的問題，從而提高整流器的效率。

1　單極性調制方式分析

單相全橋電壓型PWM整流器采用單極性調制方式時，其交流側電壓v(t)將在0，Vdc或0，-Vdc間切換［5-6］。下面以T1，T2管交替開通，T3，T4管一直關斷為例進行說明。不同開關模式下電流回路見圖2。

圖2　單極性調制時不同開關模式下的電流回路Fig.2 Current flowing paths in different switching modes for the unipolar modulation

在交流側基波電壓正半周時，V(t)將在0， Vdc間切換，開關管T1一直關斷，通過PWM控制T2管的通斷來控制輸出電壓。當T2開通時等效電路如圖2a所示，當T2關斷時等效電路如圖2b所示，整個過程相當于Boost升壓電路。

在交流側基波電壓負半周時，v(t)將在0，-Vdc間切換，開關管T2一直關斷，通過PWM控制T1管的通斷來控制輸出電壓。當T1開通時等效電路如圖2c所示，當T1關斷時等效電路如圖2d所示，整個過程相當于Boost升壓電路。

同理，當T3，T4管交替開通，T1，T2管一直關斷時，電路工作原理類似。

由以上分析可知，設輸入電壓為Vin，電感為L，占空比為d1。

當開關管開通時：

當開關管關斷時：

則在1個開關周期內，電感電流與輸入電壓、占空比之間的關系式為

單極性調制時只需對上橋臂全控型開關管T1和T2（或下橋臂全控型開關管T3和T4）進行PWM控制。其余兩管可以采用不控二極管，若采用全控型器件，則只需一直關斷即可，進而可以降低電路成本和開關損耗。由單極性調制時的4種工作模式可以看出，單極性調制時會存在電感電流過零點失真問題，造成電流失真的原因為：在過零點時刻脈沖寬度過窄，因此過零點附近一定寬度內電感電流為0，造成電流波形失真，如圖3所示。

圖3　單極性調制時電網電流失真波形Fig.3 Distortion waveforms of the grid current for the unipolar modulation

2　雙極性調制方式分析

單相全橋電壓型PWM整流器采用雙極性調制方式時，交流側電壓v(t)將在Vdc與-Vdc間切換，以實現(xiàn)交流側電壓的PWM控制。存在4種工作模式［5］。

模式1：當T2，T3開通時，交流側電壓v(t)為-Vdc，網側電感端電壓大于0，這時電網電動勢和直流側電容同時使電感磁能增大，從而使網側電流增加，i(t)＞0，其等效電路如圖4a所示。

模式2：當4個開關管都關斷時，由于i(t)＞0，回路電流經過T1，T4的反并聯(lián)二極管續(xù)流，交流側電壓v(t)為Vdc。若e(t)，i(t)同相，則網側電感端電壓小于0，因此，這時電網電動勢與網側電感共同向直流側電容充電，網側電感磁能減小，從而使網側電流衰減，其等效電路如圖4b所示。

模式3：當T1，T4開通時，交流側電壓v(t)為Vdc，i(t)＜0，工作原理不再詳述，其等效電路如圖4c所示。

模式4：當4個開關管都關斷時，由于i(t)＜0，回路電流經過T2，T3的反并聯(lián)二極管續(xù)流，交流側電壓v(t)為-Vdc，工作原理不再詳述，其等效電路如圖4d所示。

圖4　雙極性調制時不同模式下的電流回路Fig.4 Current flowing paths in different switching modes for the bipolar modulation

由以上分析可知，設占空比為d2。

當開關管開通時：

當開關管關斷時：

則在1個開關周期內，電感電流與輸入電壓、占空比之間的關系式為

對于雙極性調制而言，開關管T1，T2，T3，T4都需為全控型器件，其中T1和T4的驅動信號相同，T2和T3的驅動信號相同，且同一橋臂上下兩管驅動信號互補。因此1個周期內4個開關管都高頻動作，開關損耗大，其優(yōu)點是相同參數(shù)條件下，與單極性調制方式相比，電感電流更接近于正弦波。

3　單雙極性混合調制方式

結合單極性調制方式和雙極性調制方式的優(yōu)缺點，提出單極性和雙極性結合的混合調制方式，在過零換相處使用雙極性調制方式，其余部分采用單極性調制方式，如圖5所示，在1個工頻周期內t1—t2和t4—t5時間段采用單極性調制，其余時間段采用雙極性調制方式。這樣既可以得到正弦度較高的電流波形，又可以一定程度上降低開關損耗，從而提高整流器的效率。

圖5　混合調制區(qū)間劃分Fig.5 Interval division of the hybrid modulation

采用混合調制方式時，如何選取單極性和雙極性調制的切換點是關鍵，由式（3）和式（6）可知電感儲存相同能量時d1=2d2，即相同占空比時，雙極性調制時電感儲存能量比單極性調制時多。

顯而易見，雙極性調制的時間必須大于等于過零點電流波形失真的時間段，雙極性調制時間越長，電網電流波形正弦度越好，但開關損耗相對增大，所以雙極性調制區(qū)間的長短需綜合考慮電流諧波和開關損耗要求，選擇一個最優(yōu)區(qū)間，使得在過零點時刻電感能量剛好為零。滿足電流諧波畸變率要求的情況下，雙極性調制時間最短，從而使得開關損耗降到最低，系統(tǒng)效率達到最高。實際上，針對不同的電流有效值，用實驗方法找到對應的兩種調制方式的切換點，制成表格，采用查表和線性插值方法實現(xiàn)兩種調制方式的近似最優(yōu)切換，使得電流THD滿足要求的同時，開關損耗較小。

4　實驗驗證

實驗參數(shù)：電網電壓220 V，通過單相調壓器給電路供電，濾波電感10 mH，母線支撐電容1 000 μF，由于假設電動汽車內部的儲能介質由雙向DC/DC變換器進行控制恒流充電，在整流電壓保持一定的前提下，充電過程可以等效為對電阻負載進行供電，所以用電阻負載進行模擬充電實驗，電阻為100 Ω。

4.1單極性調制實驗

圖6為單極性調制時實驗波形，其中CH1通道為電網電壓波形，CH2通道為電網電流波形，CH4通道為直流母線電壓波形；圖7為單極性調制時電網電流諧波分析結果。

圖6　單極性調制時實驗波形Fig.6 Experimental waveforms for the unipolar modulation

圖7　單極性調制時電網電流諧波分析結果Fig.7 THD analysis of the grid current for the unipolar modulation

由圖6可知單極性調制時電網電壓與電網電流同頻同相，直流母線電壓穩(wěn)定于195 V，但電感電流存在過零點畸變問題。由圖7可知單極性調制時電網電流THD為16.5%。

4.2雙極性調制實驗

圖8為雙極性調制時的實驗波形，其中CH1通道為電網電壓波形，CH2通道為電網電流波形，CH4通道為直流母線電壓波形；圖9為雙極性調制時電網電流諧波分析結果。

由圖8可知，雙極性調制時電網電流波形不存在過零點畸變問題，且與電網電壓同頻同相，直流母線電壓穩(wěn)于193 V。由圖9可知雙極性調制時電感電流THD為2.52%。

由雙極性調制時的實驗結果可以看出，雙極性調制時電網電流波形明顯好于單極性調制，不存在電流過零點畸變問題。

圖8　雙極性調制時的實驗波形Fig.8 Experimental waveforms for the bipolar modulation

圖9　雙極性調制時電網電流諧波分析結果Fig.9 THD analysis of the gird current for the bipolar modulation

4.3混合調制方式實驗

圖10為混合調制時開關管的驅動波形，CH1為開關管T2的驅動波形，CH2為開關管T3的驅動波形，CH3為開關管T1的驅動波形。由圖10驅動波形可知，在過零點處為雙極性調制方式，其余時間為單極性調制。

圖10　混合調制方式時開關管的驅動波形Fig.10 Drive signals of the power switches under the hybrid modulation

圖11為采用混合調制方式時的實驗波形；圖12為采用混合調制方式時電網電流諧波分析結果。

由圖11可知混合調制時電網電流與電網電壓同頻同相，且其過零點不存在電流畸變問題。由圖12可知混合調制時電網電流THD為4.35%。

圖11　混合調制方式時的實驗波形Fig.11 Experimental waveforms for the hybrid modulation

圖12　混合調制方式時電網電流諧波分析結果Fig.12 THD analysis of the grid current for the hybrid modulation

由實驗所得電網電流THD可知，相同參數(shù)下混合調制方式時電網電流THD介于單獨采用單極性或雙極性調制方式之間，相對于單極性調制而言，混合調制方式大幅減少電流THD；相對于雙極性調制而言，可降低開關損耗，利于提高系統(tǒng)效率。

5　結論

采用單極性調制與雙極性調制相結合的混合式調制方式，不僅可以解決單極性調制時過零點電流畸變的問題，提高電流正弦度，而且可以解決雙極性調制時開關損耗較大的問題。在實現(xiàn)網側單位功率因數(shù)，對電網產生的諧波污染小目的的同時，可以提高PWM整流器的效率。

參考文獻

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修改稿日期：2015-10-19

Study on Modulation Method of a Single-phase PWM Rectifier for Electric Vehicle Charging

SUN Xiangdong，YANG Hui，LI Jia，REN Biying
（Faculty of Automation and Information Engineering，Xi’an University of Technology，Xi’an 710048，Shaanxi，China）

Abstract:The performance comparison of the unipolar modulation and bipolar modulation of a single-phase voltage-source-type PWM rectifier for electric vehicle charging were studied. Combining the advantages of both modulation，a hybrid modulation method composed of the unipolar modulation and bipolar modulation was proposed，the zero-crossing current distortion problem for the unipolar modulation and the more switching loss problem for the bipolar modulation were solved. An experimental platform was made，the feasibility and correctness of the proposed hybrid modulation method are verified by the experimental results.

Key words:PWM rectifier；hybrid modulation method；switching loss；current distortion

收稿日期：2015-03-26

作者簡介：孫向東（1971-），男，博士，教授，Email：sxd1030@163.com

基金項目：國家自然科學基金（51477139）；陜西省重點學科建設基金（105-5X1201）；陜西省協(xié)同創(chuàng)新基金（2014XT-19）

中圖分類號：TM461

文獻標識碼：A