高智剛, 李朋, 周軍, 鄧濤

(西北工業(yè)大學 精確制導與控制研究所, 陜西 西安　710072)

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無刷電動舵機功率驅動電路發(fā)熱特性分析

高智剛, 李朋, 周軍, 鄧濤

(西北工業(yè)大學 精確制導與控制研究所, 陜西 西安710072)

摘要：針對小型大功率無刷電動舵機由于大電流、高功率密度引起的散熱困難問題，開展其功率驅動電路發(fā)熱特性研究。根據所使用的H-PWM-L-ON型半橋調制模式，分析了IGBT三相橋式功率逆變電路的功率損耗，基于RC熱網絡模型方法建立了該電路的熱傳導模型，并使用英飛凌FS50R06W1E3型功率模塊開展了功率驅動電路發(fā)熱特性仿真分析和實驗驗證。結果表明，所給出的功率驅動電路功率損耗分析結果合理可信，通過該熱傳導模型可有效計算功率器件工作溫度。在無刷電動舵機設計過程中，可使用此方法進行功率器件工作溫度計算，在確保低于最高工作結溫的情況下提高可用輸出功率。

關鍵詞：無刷電動舵機；功率損耗；發(fā)熱特性；熱傳導模型

電動舵機系統(tǒng)是飛行器飛行控制系統(tǒng)的輸出執(zhí)行機構，其作用是操縱飛行器舵面按照飛行控制指令進行偏轉，改變作用在舵面上的氣動力矩，實現(xiàn)飛行器在空間中受力大小和方向的調節(jié)。由于無刷直流電機具有功率密度大、效率高、調速平滑、調速范圍廣、過載能力強等優(yōu)點，還可以實現(xiàn)頻繁的無級快速啟動、制動和反轉，因此在電動舵機系統(tǒng)中得到了廣泛應用。隨著高速飛行器的快速發(fā)展，對電動舵機系統(tǒng)提出了更高要求，促使其向著大功率小體積、高負載高性能的方向發(fā)展。作為電動舵機系統(tǒng)中的核心部件，無刷直流電機及其功率驅動電路也面臨著輸入輸出功率不斷增大，體積重量嚴格約束的要求。無刷直流電機功率驅動電路中的功率開關器件IGBT(insulated gate bipolar transistor)工作在大電流且高頻開關狀態(tài)下，同時受體積重量約束無法充分散熱。而過熱一直是影響功率器件性能、最大可輸出功率和可靠性的重要因素，容易出現(xiàn)因結溫過高造成的功率器件損壞。因此，需要分析無刷電動舵機功率驅動電路的功率損耗與發(fā)熱特性，計算其發(fā)熱功率和最高結溫，實現(xiàn)以下目的：

1) 確保IGBT工作在最高允許結溫以下，提高功率驅動電路可靠性；

2) 在保證系統(tǒng)可靠性基礎上盡量提高實際工作結溫，提高可用輸出功率；

3) 校驗電動舵機系統(tǒng)功率驅動電路的散熱器設計是否合理。

1無刷電動舵機功率驅動電路

無刷電動舵機的電能-機械能轉換裝置采用的是無刷直流電機，該型電機驅動系統(tǒng)由無刷直流電機本體、轉子位置傳感器、邏輯控制單元、柵極驅動電路和功率逆變電路組成，其基本結構如圖1所示。

圖1　無刷直流電機驅動系統(tǒng)基本結構

無刷直流電機使用電子換向開關和轉子位置傳感器代替了有刷直流電機的機械換向裝置，根據轉子磁極位置將直流電源功率以一定邏輯關系分配給各相繞組，從而產生持續(xù)不斷的電磁轉矩。

其功率逆變電路是由可控關斷的功率半導體器件組成的全控型三相橋單元，對于兩相導通星形三相六狀態(tài)方式工作的無刷直流電機，在一個周期內每個功率器件導通120°電角度，每隔60°有一個功率器件發(fā)生切換。本系統(tǒng)采用H-PWM-L-ON型半橋調制方式，即在各自120°導通區(qū)間內，上半橋臂進行PWM調制，下半橋臂恒導通。

圖2給出了同一橋臂上2只IGBT和續(xù)流二極管的工作情況(各器件編號同圖1)。當IGBT1導通時，電流流過IGBT1進入電機兩相繞阻構成回路；當IGBT1關斷瞬間，由于電機繞組為感性負載產生了較大的感生電動勢，該反向電動勢使VD2導通并流過電流。因功率管IGBT1處于調制狀態(tài)，故VD2也為高頻工作狀態(tài)，二者共同導通一個導通周期。而當IGBT2作為下半橋臂恒導通時，VD1只在IGBT2關斷瞬間工作，產生一個脈沖電流。

圖2　IGBT1/VD2/IGBT2/VD1電流仿真波形

2功率驅動電路功率損耗分析

在無刷直流電機的功率驅動電路中，IGBT及續(xù)流二極管以高速開關方式工作，由于這些功率器件均存在導通電阻，故不可避免地存在導通功率損耗和開關功率損耗，這些功耗通常都以大量熱的形式向外散發(fā)。

由于IGBT管芯不是一個理想開關，體現(xiàn)在：①IGBT在導通時有飽和壓降VCE(sat);②IGBT在開關時有開關能耗Eon和Eoff。其中VCE(sat)引發(fā)導通損耗,Eon和Eoff造成開關損耗,2種損耗之和等于IGBT總損耗。

續(xù)流二極管也存在兩方面損耗,表現(xiàn)在:①續(xù)流過程中有正向導通壓降VF;②反向恢復過程中有反向恢復能耗Erec。其中VF造成導通損耗,Erec引起開關損耗,兩者之和等于續(xù)流二極管總損耗。

三相無刷電機系統(tǒng)中功率逆變電路拓撲結構和負載均為對稱結構,各相IGBT和續(xù)流二極管的電壓和電流波形相似。因此,先以其中一個橋臂為例進行IGBT和續(xù)流二極管的功率損耗計算,再計算整個功率逆變電路的總功耗。

2.1導通損耗

導通損耗指IGBT在導通過程中由于存在飽和壓降和導通電阻而產生的靜態(tài)損耗。由IGBT的典型輸出特性曲線可知,導通壓降VCE(sat)可用門檻壓降疊加電阻電壓的方法進行線性化,表示為

(1)

式中,VCE0為門檻電壓,由內部P-N結形成;RCE為通態(tài)導通電阻;ICN為額定電流(Tvj=25 ℃);VCEN為額定電流下的額定電壓降。

同時,IGBT和續(xù)流二極管的飽和壓降不僅受電流影響,還與芯片結溫有關。考慮結溫的影響,假設門檻電壓和通態(tài)電阻會隨著溫度升高而近似呈線性化變化[1-4]。集電極-發(fā)射極電壓VCE與集電極電流IC的關系可近似用如下線性關系描述

(2)

式中,VCE0,25℃為25℃時的額定通態(tài)導通壓降;RCE,25℃為25℃時的額定導通電阻;Tj-Tr為IGBT實際結溫;Kv-Tj和Kr-Tj分別為溫度對IGBT導通開啟壓降和通態(tài)電阻的影響系數(shù)。

同理,對快恢復二極管也有

(3)

對于如圖1所示的無刷直流電機驅動系統(tǒng),1個電周期的6個狀態(tài)中每個IGBT有2個狀態(tài)處于導通狀態(tài)。設電周期為T,上管調制占空比為δ,則每個IGBT在1個周期內的導通時間為

(4)

式中,負載電流IC流過IGBT1的時間為δ·Tcond,在剩下的(1-δ)·Tcond時間里流過續(xù)流二極管VD2。而對于不受調制的IGBT2和VD1來說,可以認為占空比δ=1。

可知,單個IGBT的通態(tài)損耗為

(5)

由于PWM調制頻率很高且電機轉速很高,在IGBT導通時間內IC(t)可以認為基本不變,因此上式可寫為

(6)

則在無刷直流電機一個電周期中,單個IGBT的平均功率損耗為

(7)

由于IGBT1關斷瞬間VD2立即工作,因此VD2也處于高頻調制狀態(tài),同理一個受調制的續(xù)流二極管平均功率損耗為

(8)

由(2)式、(3)式、(7)式、(8)式可得IGBT和續(xù)流二極管的導通損耗為

(9)

(10)

綜上可知,IGBT器件的導通損耗與開關頻率無關,是關于集電極電流、占空比和結溫的函數(shù)。在無刷直流電機實際工作中,可調占空比在(0,1)區(qū)間內變化,故功率驅動電路的功率損耗也隨著控制指令變化而變化。

2.2開關損耗

2.2.1IGBT開關損耗

IGBT的開關損耗是指IGBT在開通與關斷過渡過程中的功率損耗。隨著開關頻率的提高,開關損耗在整個器件功耗中所占比例也逐漸變大。獲取開關損耗最精確的方法是測量開關過程中VCE和IC波形,對其進行時間積分。但積分方法對測量設備要求較高且計算量大,在實際工程應用中一般利用器件手冊中相關數(shù)據進行開關損耗估算[5-6]。

考慮到實際工作狀態(tài)和器件手冊給出的參考測量狀態(tài)之間關系,在一個電周期內IGBT的開關損耗可以表示為

(11)

式中,Eon和Eoff分別為給定測試條件下的單脈沖開通、關斷損耗,fSW為IGBT的調制頻率。

2.2.2FWD反向恢復損耗

對于快恢復二極管,由于存在較大的反向電壓和瞬時反向恢復電流,故需要考慮單次反向恢復損耗Erec。在測試條件接近的情況下,Erec可近似的看作與IF和VF成正比,則有

(12)

2.3功率驅動電路總損耗

如圖1所示功率逆變電路為6個IGBT功率管構成的三相橋式電路,由于采用上半橋調制方式,各相橋臂上只有1只功率管處于調制狀態(tài),同一橋臂上、下管發(fā)熱不均衡。

對于各橋臂的上半橋臂而言,需要同時考慮被調制功率管的導通損耗和開關損耗,續(xù)流二極管在1個電周期內僅單次工作,其功率損耗可忽略不計,故有

(13)

由于下半橋臂功率管所并聯(lián)的反向續(xù)流二極管也處于調制狀態(tài),故需要考慮其導通損耗和關斷損耗。而下半橋臂功率管在其導通時間內恒導通,故僅需考慮其導通損耗(可認為占空比δ=1)。因此,各橋臂下半橋臂的功率損耗為

(14)

若功率逆變電路使用六單元IGBT模塊,在模塊內部封裝有6個并列排布的IGBT和二極管芯片。因為各個芯片均置于同一塊散熱基板上,忽略各熱源之間的熱流耦合可把每個熱源進行線性疊加,則整個模塊的功耗為

Ptotal-module=3·(Ptotal-Tr1+Ptotal-Tr2+Ptotal-D2)

(15)

3功率驅動電路熱傳導模型建模

功率器件的功率損耗主要轉變?yōu)槠骷陨戆l(fā)熱量,器件有源區(qū)熱量必然引起其相對于芯片其他部分和周圍介質間的溫度差,因此會產生從IGBT管芯/二極管→基板→散熱器→外界環(huán)境的熱傳導。因此,需要建立IGBT功率器件熱模型,分析確定在特定應用條件下功率器件的體內外溫度,確保IGBT全程工作在最高允許結溫以下,避免因散熱不暢導致器件失效。由于本功率驅動電路工作時熱對流和熱輻射所占比重很小,因此本文僅考慮占主導作用的接觸面熱傳導過程。

計算功率器件的熱傳導過程一般有3種方法[7]:解析模型法、數(shù)值模型法和等效阻容(RC)熱網絡模型法。其中RC熱網絡模型方法通過建立熱傳導系統(tǒng)的熱阻模型,能快速計算模塊損耗并進行實驗驗證,具有較好的熱分析精度,同時還可避免復雜的網格劃分和巨大的數(shù)值計算工作量。因此,本文采用RC熱網絡模型方法對無刷電動舵機功率驅動電路的熱傳導過程進行仿真研究。

與電阻類比,熱阻(Rth)表示熱量在傳遞路徑上的阻力,即單位功耗引起的溫升,其單位是℃/W,表達式為

(16)

式中,ΔT為兩區(qū)域溫度的變化量;Pc為產生溫差所耗散的功率。

采用熱阻等效電路的形式分析本功率驅動電路散熱系統(tǒng),將功率器件的損耗功率等效為電流源,熱阻等效為電阻,熱阻產生的溫差等效為電壓差,定義PTr、PD為IGBT和續(xù)流二極管的損耗,Tj-Tr、Tj-D為IGBT和續(xù)流二極管的結溫,Tc、Ts、Ta分別為管殼、散熱器表面和環(huán)境溫度,Rθ(j-c)-Tr、Rθ(j-c)-D為IGBT和續(xù)流二極管的結-殼(junction-case)間熱阻,Rθ(c-a)為管殼到環(huán)境(case-ambient)的熱阻,Rθ(c-s)為管殼到散熱器(case-heatsink)的熱阻,Rθ(s-a)為散熱器到環(huán)境(heatsink-ambient)的熱阻,可獲得等效電路如圖3所示。

圖3　功率驅動電路散熱系統(tǒng)熱阻等效電路圖

由于Rθ(c-a)相對于Rθ(c-s)和Rθ(s-a)數(shù)值很大,因此Rθ(c-a)在與Rθ(c-s)和Rθ(s-a)并聯(lián)時可忽略不計。則在一定工作條件下,當模塊溫度達到穩(wěn)態(tài)時系統(tǒng)各部分的溫度分別為

(17)

4發(fā)熱模型仿真分析與實驗測試

以英飛凌FS50R06W1E3六單元功率模塊為對象進行仿真，仿真參數(shù)分別如表1和表2所示。器件工作電壓為36.8 V，開關頻率為20 kHz，導通占空比為0.6，采用自然冷卻方式。

表1　FS50R06W1E3導通損耗和開關損耗參數(shù)

表2　功率驅動電路發(fā)熱模型仿真參數(shù)

通過仿真計算可知達到熱平衡后模塊內部的損耗分布如圖4所示。其中，IGBT開關損耗在總損耗中所占比例最大(47.63%)，原因是功率管處于高頻開關狀態(tài)(20 kHz)；而由于工作電流較小(約為額定電流的1/6)，故導通損耗略低(31.56%)。熱平衡后溫度分布為：散熱器92.9℃，模塊外殼103.4℃，結溫139.8℃，結溫低于模塊允許的極限溫度(175℃)。

圖4　功率模塊內部損耗分布

為了對仿真結果進行驗證，對模塊進行溫升考核實驗，分別采用紅外熱成像儀和模塊內置的熱敏電阻測量散熱器表面溫度和模塊內部管芯基板溫度。實測曲線如圖5和圖6所示。初始工作溫度為室溫(30.2 ℃)，連續(xù)工作360 s后達到熱平衡狀態(tài)，測得散熱器表面和模塊內部基板溫度分別為91.9 ℃和102.9 ℃。

圖5　功率模塊溫度變化曲線

圖6　功率模塊溫升曲線

對仿真和實驗結果進行進一步分析可知：隨著工作時間的增加，模塊溫升逐漸減小，溫度增加減慢，如果散熱設計得當，最終將達到熱平衡狀態(tài)。反之，如果散熱不良，模塊隨著熱量積累導致過熱損壞。因此，該模型還可用于完成對功率驅動電路散熱系統(tǒng)的設計校核。

對于無刷電動舵機功率驅動電路來說，則必須要保證其在單次最大工作時間內(短時工作制)的溫升小于允許值，在滿足系統(tǒng)所需功率驅動能力的同時保證系統(tǒng)可靠性要求。

5結論

本文針對無刷電動舵機伺服系統(tǒng)體積小、功率密度大的特點，開展了無刷直流電機功率驅動電路的發(fā)熱特性研究。首先，根據無刷電動舵機所采用的H-PWM-L-ON型半橋調制方式，分析了基于IGBT的三相橋式功率逆變電路功率損耗。在此基礎上，按照RC熱網絡模型方法建立了該電路的熱傳導模型。最后，以英飛凌FS50R06W1E3型六單元功率模塊為對象，開展了無刷電動舵機功率驅動電路發(fā)熱特性的仿真分析和實驗驗證。

結果表明，本文給出的無刷電動舵機功率驅動電路功率損耗分析方法合理有效，利用所建立的熱傳導模型可有效計算各部位最高溫度，達到盡量提高可用輸出功率同時又確保功率驅動電路可靠工作的目的，并可完成對功率驅動電路散熱系統(tǒng)的設計校驗。

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Thermal Characteristics Analysis of Power Driver for Brushless Electromechanical Actuator

Gao Zhigang, Li Peng, Zhou Jun, Deng Tao

(Institute of Precision Guidance and Control, Northwestern Polytechnical University, Xi′an 710072, China)

Abstract:The thermal characteristics of power driver are developed for miniaturized brushless electromechanical actuator(EMA), which aims at solving its thermal cumulate problems caused by large current and high power density. On the basis of the semi-bridge modulation mode of H-PWM-L-ON, the power dissipation of three-phase bridge inverter circuit is analyzed; the thermal conduction model is built with the method of RC thermal network. The simulation and experiment results of Infineon IGBT-modules FS50R06W1E3 indicate that the conclusion of power dissipation is accurate and the thermal conduction model can compute the operating temperature of power device. The method can be used to evaluate the power driver of brushless EMA for estimating the operating temperature; this can avoid the temperature′s exceeding the maximum junction temperature while improving effective output power.

Keywords:actuators, brushless DC motor, computer simulation, efficiency, electric currents, electric inverters, energy dissipation, estimation, experiments, heat conduction, heat sinks, insulated gate bipolar transistors(IGBT), pulse width modulation, reliability, switching frequency, temperature, waveform analysis; brushless EMA, effective output power, H-PWM-L-ON, high power density, power dissipation, RC thermal network, thermal characteristics, thermal conduction model, three-phase bridge

中圖分類號：V421.6+1

文獻標志碼：A

文章編號:1000-2758(2016)01-0153-06

作者簡介：高智剛(1982—)，西北工業(yè)大學講師，主要從事高性能電動伺服技術研究。

基金項目：中央高?；究蒲袠I(yè)務費專項資金(3102015BJ(Ⅱ)CG010)資助

收稿日期：2015-09-26