米勝男，鄧 磊，曲志昱，司偉建

(1．哈爾濱工程大學 信息與通信工程學院，哈爾濱 150001； 2．上海無線電設備研究所，上海 200090)

基于數(shù)字信道化的雷達信號調制類型識別

米勝男1，鄧 磊2，曲志昱1，司偉建1

(1．哈爾濱工程大學 信息與通信工程學院，哈爾濱 150001； 2．上海無線電設備研究所，上海 200090)

在寬帶數(shù)字信道化處理的基礎上對線性調頻信號、二相編碼信號和四相編碼信號三種典型的脈沖壓縮雷達信號進行識別。從便于工程實現(xiàn)的角度出發(fā)，采用一種由粗到細的方法。通過設置一定的帶寬門限值，粗識別為線性調頻信號和相位編碼信號兩大類，再采用8點累加時域瞬時自相關法，通過相位跳變累加值的不同，實現(xiàn)對相位編碼信號的細識別。仿真結果表明，該方法可實現(xiàn)對低截獲概率體制雷達信號的調制類型識別。

低截獲概率雷達； 數(shù)字信道化； 調制類型識別； 線性調頻信號； 相位編碼信號

0 引 言

現(xiàn)代電磁環(huán)境日益復雜，特別是在低截獲概率體制的脈沖壓縮雷達出現(xiàn)后，要求數(shù)字接收機具有大動態(tài)范圍、大帶寬、實時性、靈活性、高靈敏度等特點。數(shù)字信道化接收機能夠很好地滿足上述要求，并已在雷達信號接收、電子對抗等領域得到廣泛的應用。要想可靠地識別低截獲概率雷達，需要對該類信號進行脈內識別分析。這對現(xiàn)代雷達電子對抗中的反輻射導彈導引頭對脈沖壓縮雷達信號的截獲和跟蹤實現(xiàn)具有重要的現(xiàn)實意義。目前主要的識別方法有譜相關法、時-頻分析法、小波變換法和時域倒譜法[1-5]等，但這些方法運算量大，硬件難以實現(xiàn)，實際應用價值不大。所以，本文以工程實際應用為背景，在數(shù)字信道化的基礎上對線性調頻(LFM)信號和相位編碼(PM)信號采用一種由粗到細的識別方法。

1 數(shù)字信道化結構

1.1 信道劃分

在現(xiàn)實中的信號均為實信號，由于實信號頻譜的對稱特性，在對實信號進行處理時考慮一半頻譜信息即可，在(0,fs/2)(其中fs為采樣頻率)范圍內實現(xiàn)對信道的均勻劃分，為保證整個覆蓋帶寬內無盲區(qū)，信道的劃分采用50%交疊的濾波器組，如圖1所示。

圖1 均勻信道化劃分方式

1.2 高效數(shù)字信道化結構

采用高效數(shù)字信道化結構[6]實現(xiàn)數(shù)字均勻信道化，其原理框圖如圖2所示。

圖2 高效數(shù)字信道化接收機結構圖

高效數(shù)字信道化接收結構將處于某一中心頻率的寬帶信號進行K個信道的均勻劃分，首先進行M倍的抽取以降低信號速率，接著進行經(jīng)過插值的多相濾波器處理，最后進行IFFT和下變頻處理，信道輸出v0[n]和vM[n]為實數(shù)，其他信道輸出為復數(shù)，由IFFT性質可知vl[n]與vK-l[n](1≤l≤K/2-1)互為共軛形式，即所有信道輸出有一半是獨立的，所以只考慮前K/2個信道即可。

實現(xiàn)對1 500 MHz帶寬的均勻信道劃分，為了滿足一定的靈敏度要求，選取32個信道的均勻劃分，每個信道為46.875 MHz，并在每個子信道上進行16倍的抽取。經(jīng)過上述高效數(shù)字信道化結構的處理可以得到有效信號的I，Q分量信息，進一步對該基帶信息進行脈內分析處理，實現(xiàn)對脈內調制類型的識別。

2 雷達信號特征分析

線性調頻信號有大的瞬時帶寬，具有高距離分辨率和高運動目標檢測特性等優(yōu)點，因此是脈沖壓縮雷達、合成孔徑雷達等系統(tǒng)廣泛采用的一種信號形式。相位編碼雷達信號因良好的抗干擾特性和低截獲概率等優(yōu)勢，近年來得到廣泛關注和研究，是目前被廣泛應用的脈沖雷達壓縮信號。按照編碼形式的不同，相位編碼信號主要分為二相編碼信號(BPSK)、四相編碼信號(QPSK)、多項式編碼信號等形式。

2.1 線性調頻信號調制特征分析

線性調頻信號[7]具有小峰值功率、大時寬帶寬積的特點，這些都為提高雷達的距離分辨率奠定了基礎。

LFM信號的解析表達式為

s(t)=Aexp[j2π(f0t+1/2kt2+φ0)]

(1)

式中：A為信號幅度；f0為初始頻率；k為調頻斜率；φ0為初始相位。由于瞬時相位的導數(shù)是瞬時頻率，所以LFM信號的瞬時頻率可以表示為

fi=f0+kt

(2)

式中：k為頻率變化斜率。故線性調頻的脈內特征是頻率被線性調制。

輸入線性調頻信號仿真參數(shù)設置：調頻斜率k=5×1012Hz/s； 帶寬B=20 MHz； 初始頻率f0=10 MHz； 采樣頻率fs=50 MHz； 信噪比13 dB。線性調頻信號頻譜如圖3所示。

圖3 LFM信號頻譜

從仿真頻譜圖可以看出，線性調頻信號具有接近矩形的馬鞍狀幅頻特性，且其幅頻寬度近似等于信號的調制帶寬。

2.2 相位編碼信號調制特性分析

相位編碼信號[8-9]是雷達信號經(jīng)常采用的一種調制編碼形式，由于超低的截獲概率、極小的雷達峰值發(fā)射功率、工程技術簡單且實現(xiàn)方便而被廣泛采用。

相位編碼信號的解析形式為

s(t)=Aexp{j[2πf0t+πCd(k)+φ0]}

(3)

式中：A為信號幅度；f0為信號載頻；φ0為初始相位；Cd(k)為相位編碼函數(shù)。當Cd(k)=[0,1]時，相位編碼信號為BPSK信號； 當Cd(k)=[0,1/2,1,3/2]時，相位編碼信號為QPSK信號。

本文中BPSK信號采用的13位Bark碼[1，1，1，1，1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，1]； QPSK信號采用16位Frank碼[1，1，1，1，1，2，3，4，1，3，1，3，1，4，3，2]。輸入仿真參數(shù)設置：載頻f0=5 MHz； 采樣頻率fs=50 MHz； 碼元寬度1 μs； 信噪比13 dB。分別得到BPSK信號和QPSK信號的頻譜如圖4～5所示。

圖4 BPSK信號頻譜

圖5 QPSK信號頻譜

由圖可知，BPSK信號和QPSK信號具有一定的頻譜寬度，是由于相位調制引起的信號帶寬的擴展。與圖3相比，可以明顯看出調相信號的頻譜寬度要比調頻信號的頻譜寬度小很多，可以根據(jù)該特性進行調相和調頻信號的分類。

3 雷達信號調制類型識別

根據(jù)高效數(shù)字信道化結構輸出的I，Q分量信息進行雷達信號的調制類型識別[10-11]，根據(jù)第2節(jié)仿真結果的頻譜特征，采用一種先粗分類再細分類的識別方法[12-13]。首先由傅里葉變換[14]計算得到3 dB帶寬，設置一定的3 dB帶寬閾值Bth，將不大于3 dB帶寬閾值Bth的信號識別為PM信號； 大于3 dB帶寬閾值Bth的信號識別為線性調頻信號。其中，3 dB帶寬閾值Bth可以根據(jù)第2.1節(jié)的頻譜特性仿真進行設定，調相信號的頻譜寬度很小，而調頻信號的帶寬約為信號的調制帶寬。因此3 dB帶寬閾值Bth可以在大于調相信號的3 dB帶寬且小于調頻信號的3 dB帶寬范圍內取值，然后對PM信號進行進一步的細識別。本文采用累加時域瞬時自相關[15]的方法來實現(xiàn)對BPSK信號和QPSK信號的細識別。雷達信號調制類型識別框圖如圖6所示。

圖6 雷達信號調制類型識別框圖

3.1 累加時域瞬時自相關

由于相位編碼信號相位的跳變點會引起瞬時頻率的跳變，造成信號瞬時頻率在碼元跳變的位置出現(xiàn)一個沖擊函數(shù)，除此之外的其他地方均為信號的載頻。

將相位編碼信號進行瞬時自相關[15]，設R(t,τ)為信號的瞬時自相關函數(shù)，表達式為

(4)

假設信號s(t)到信號s(t+τ)發(fā)生相位突變，可以依次取等間隔的時間延時τ。τ在一個編碼周期內，分別取不同時刻信號的相位值，進行相位差運算，再對不同時刻的相位差進行做差運算，然后進行時域累加。相位的突變可以由多次疊加而增強，因此可降低對信噪比的要求。上述過程的離散形式可表示為

(5)

式中：k為正整數(shù)； L為累加次數(shù)，L=8；Δφ(n)為不同時刻的相位差。針對BPSK信號，x(n)理論上應該有一種值； 針對QPSK信號，x(n)理論上應該有兩種不同的值。

3.2 基于累加時域瞬時自相關的相位編碼信號識別仿真分析

寬帶數(shù)字信道化結構輸入端仿真參數(shù)設置：輸入脈寬為20μs的相位編碼信號； 碼元寬度為0.2μs； 載頻f0=1 000MHz； 采樣頻率fs=1 500MHz； 信噪比13dB。其中，BPSK信號采用13位的Bark碼；QPSK信號采用16位的Frank碼。為了增強相位的突變值，對瞬時自相關進行8點累加。BPSK信號和QPSK信號的8點累加時域瞬時自相關仿真結果如圖7～8所示。

圖7BPSK信號8點累加時域瞬時自相關結果

圖8QPSK信號8點累加時域瞬時自相關結果

從圖7～8的仿真結果可以看出，在通過寬帶數(shù)字信道化接收機處理得到I，Q分量的基礎上，進行8點累加時域瞬時自相關增強了相位突變值，并且BPSK信號和QPSK信號的跳變值類型不同，BPSK信號有一種跳變值，QPSK信號有兩種跳變值，該仿真結果對第3.1節(jié)算法進行了驗證。同時可以看出，QPSK信號較大的跳變值和BPSK信號的跳變值大小相同，因此可以根據(jù)仿真結果跳變值的不同范圍進行跳變值門限的設定，設置一個較大的跳變值門限Bthu和一個較小的跳變值門限Bthl。其中，Bthu在QPSK信號兩個不同的跳變值之間取值，Bthl在0到QPSK信號的較小的跳變值范圍內取值。在觀測時間內分別統(tǒng)計累加結果中大于Bthu的跳變值個數(shù)Cu和大于Bthl的跳變值個數(shù)Cl，當Cu=Cl時，識別為BPSK信號，否則識別為QPSK信號。

4 結 論

首先采用高效數(shù)字信道化結構進行寬帶信號檢測處理得到有效信號的I，Q分量信息，接著采用一種先粗分類再細分類的識別方法對該基帶信號進行調制類型識別，主要實現(xiàn)了現(xiàn)實雷達環(huán)境中應用比較廣泛的線性調頻信號、BPSK信號和QPSK信號的識別。仿真表明，該方法通過合適的門限值設置即可先實現(xiàn)粗分類再細分類，運算量較小，便于硬件實現(xiàn)，對寬帶數(shù)字接收機后續(xù)信號處理具有一定的工程指導意義。

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·簡訊·

雷神公司的相控陣技術——封裝

在20世紀80年代，很多機載AESA使用密封殼體(通常是鋁)，玻璃/金屬氣密RF和直流(DC)連接器。不過，應用于UHF地基雷達的AESATRM密封而不氣密，這限于其巨大的尺寸。許多器件都采用無焊劑焊條(如金-錫)安裝在陶瓷載體上。這些載體包含離散雙極晶體管、場效應晶體管或簡單的微波集成電路(MIC)。由于載體和外殼的熱膨脹系數(shù)(CTE)不匹配，載體需要使用螺釘固定在外殼上。這種模塊不僅大，復雜而且成本高，但是成功應用于第一代采用基本頻率放大和發(fā)射的固態(tài)相控陣雷達(SSPA)上。有源器件熱產(chǎn)生區(qū)域和冷卻系統(tǒng)的多個接口對模塊的封裝、可靠性和可替換策略有重要影響。X波段的機載模塊尺寸為1.5×5.2×0.5英寸，而UHF模塊尺寸至少要翻倍。

20世紀90年代的主要技術推動放在模塊、陣列降低成本和提高性能方面。MMIC技術的進步催生了更大功率和更多片上功能的芯片，從而減少了每個模塊的芯片數(shù)目。新的更大容量的MMIC、采用陶瓷饋入的低CTE殼體、離子純模附著粘結劑和良好特性的厚膜，使模塊進入了下一代。這種為機載和地面雷達研制的模塊，采用了自動化裝配方法，比以前模塊的尺寸要小得多。

這些MMIC模塊被封裝成磚塊風格的收/發(fā)集成多通道模塊(TRIMM)。MMIC模塊、RF和DC電路卡和輻射元件使用粘接和緊固件的方式組合到鋁冷板上面。MMIC、RF和集成電路卡、輻射元件的集成采用帶狀連接器來取代剛性連接器。剛性連接器的消除降低了裝配的成本和重量。

氣密模塊封裝的下一步演化是多通道模塊的研發(fā)，例如高度瓷磚模塊——4通道標定數(shù)字設計變種1(HTM4Mk1)。HTM4Mk1模塊由包括含有RF電路的多層高溫薄膜陶瓷(HTTC)基底、帶有DC和邏輯電路的多層厚膜基底以及將兩個基底連接成一個封裝的插件。HTM4Mk1設計使得4個完整的收/發(fā)(T/R)功能做進一個1×1英寸的封裝中。

多通道模塊封裝的進一步發(fā)展帶來了單塊多層HTTC基底和帶有科瓦鐵鎳鈷合金環(huán)框架和蓋板的銅鉬熱板，進而降低了成本和重量。HTM4模塊演變成了如今所謂的瓷磚模塊。瓷磚模塊在不同的面(相對的面)上含有RF和DC輸入和輸出，這些輸入和輸出被集成x-y矩陣的陶瓷陣列。模塊、輻射喇叭和控制電路的集成采用了彈簧銷連接器而不是更傳統(tǒng)的RF連接器或引線連接，從而帶來了陣列集成的簡化。

AESA的下一步封裝演化是開發(fā)不依賴T/R功能氣密封裝的陣列。無模塊的TRIMM被開發(fā)出來，其RF和DC布線采用先進的射頻(PWB)來完成。印刷布線板技術已發(fā)展到這樣的程度：高性能的射頻(RF)疊層和傳統(tǒng)的DC疊層可以整合在一起，形成適合于AESA的多通道基底。這些基于TRIMM的陣型列初期包含的通道數(shù)在4～60之間。這些TRIMM主要由多層的RF/DCPWB和一些混合的SMT器件、芯片和RF器件構成?；卓梢园椛淦骷?，也可包含一些簡單的非密封RF連接器。對初期裝置的環(huán)境保護主要是通過密封殼體來實現(xiàn)。對于后續(xù)的系統(tǒng)，雷神公司正著手開發(fā)涂層技術，以便去除對密封殼體的需求。

整合先進印刷電路輻射單元的電路卡插件用于縮減TRIMM的天線深度。電路卡插件方法基于層疊技術構成陣列，具有結構薄、質量輕的特點。先進射頻、DC印刷布線板技術可用于形成子陣列，通道單元數(shù)量可達到1000以上。一般來說，包含射頻組件的倒裝或直立子卡用于CCA構架。子卡通?？刹捎脵C械式或SMT焊接技術整合到一個包含DC分布網(wǎng)絡結構、電容或者其他器件的大的母板卡。喇叭、射頻、DC、控制層、冷卻板等通過機械方法固定在一起構成單個CCA子陣列。利用子陣列可構成所需任意大小的全陣列。基于氮化鎵(GaN)的單片微波集成電路(MMIC)需要采用新的封裝方法以適應越來越高的工作電壓和熱負載需求。基于氮化鎵(GaN)的大功率T/R模塊(TRM)有利于降低陣型列結構大小和單元數(shù)量，但會帶來每個模塊史無前例的大功率和需要散發(fā)的熱負載問題。正是由于上述原因，采用具有更好的傳導率新材料，發(fā)展了新一代封裝技術，這些新材料包括：混合金屬復合材料、基于納米材料的熱接口材料、超高散熱冷卻板。

(趙毅寰 天 光)

Recognition of Radar Signals Modulation Type Based on Digital Channelization

Mi Shengnan1，Deng Lei2，Qu Zhiyu1，Si Weijian1

(1．College of Information and Communication Engineering，Harbin Engineering University，Harbin 150001，China；2. Shanghai Radio Equipment Research Institute，Shanghai 200090，China)

On the basis of wideband digital channelized processing, linear frequency modulation signal, biphase shift keying signal and quadrature phase shift keying signal which are three typical pulse compression radar signals are recognized. From the perspective of facilitating project implementation, a method that from coarse recognition to fine recognition is adopted. By setting a certain bandwidth threshold, coarse recognition is performed as the linear frequency modulation signal and phase shift keying signal. Adopting an 8 points cumulative time-domain instantaneous autocorrelation, through the difference in phase jump accumulative values, the fine recognition to phase shift keying signal is implemented. The simulation results show that this method can realize the modulation type recognition of low probability of intercept radar.

low probability of intercept radar; digital channelization； modulation type recognition； linear frequency modulation signal； phase shift keying signal

10.19297/j.cnki.41-1228/tj.2016.06.013

2016-05-03

航空科學基金項目(201401P6001); 中央高?；究蒲袠I(yè)務費專項資金項目(HEUCF150804)

米勝男(1990-)，女，河南安陽人，碩士研究生，研究方向為寬帶信號檢測與識別。

TN911.23

A

1673-5048(2016)06-0061-05