程啟明，　郭　凱，　程尹曼，　黃　偉，　徐　聰

(1. 上海電力學(xué)院 自動(dòng)化工程學(xué)院，上?！?00090；

2. 上海電力公司 市北供電分公司，上?！?00041)

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電網(wǎng)電壓不平衡時(shí)DFIG網(wǎng)側(cè)變流器新型雙環(huán)控制策略*

程啟明1，郭凱1，程尹曼2，黃偉1，徐聰1

(1. 上海電力學(xué)院 自動(dòng)化工程學(xué)院，上海200090；

2. 上海電力公司 市北供電分公司，上海200041)

摘要：電網(wǎng)電壓不平衡時(shí)，電網(wǎng)電壓出現(xiàn)的負(fù)序電壓會(huì)對(duì)雙饋風(fēng)力發(fā)電機(jī)的正常運(yùn)行產(chǎn)生很大的影響，甚至損壞發(fā)電機(jī)組。通過對(duì)雙饋異步風(fēng)力發(fā)電機(jī)網(wǎng)側(cè)變流器的模型進(jìn)行推導(dǎo)和分析，提出了一種雙饋風(fēng)力發(fā)電機(jī)網(wǎng)側(cè)變流器在電網(wǎng)不平衡條件下改進(jìn)的雙環(huán)控制策略。該策略的外環(huán)采用模糊PID控制，而內(nèi)環(huán)采用諧振PR控制，從而通過同時(shí)控制正、負(fù)序可以消除直流側(cè)二次諧波，得到恒定的直流電壓。最后，利用MATLAB/Simulink對(duì)該策略進(jìn)行了試驗(yàn)驗(yàn)證，仿真結(jié)果證明了該策略的正確性和有效性。

關(guān)鍵詞：電網(wǎng)電壓不平衡； 雙饋異步風(fēng)力發(fā)電機(jī)； 網(wǎng)側(cè)變流器； 模糊PID； 比例諧振

0引言

隨著風(fēng)力發(fā)電機(jī)的裝機(jī)容量和風(fēng)電場(chǎng)規(guī)模的增大，風(fēng)電機(jī)組對(duì)電力系統(tǒng)的穩(wěn)定性影響也與日俱增。因此，電網(wǎng)電壓發(fā)生不平衡時(shí)，風(fēng)電機(jī)組須保證不脫網(wǎng)運(yùn)行，并對(duì)電網(wǎng)故障的恢復(fù)起到一定的支撐作用。在眾多的風(fēng)力發(fā)電機(jī)中雙饋異步風(fēng)力發(fā)電機(jī)以其相對(duì)低廉的成本而得到廣泛的應(yīng)用[1-4]。

當(dāng)電網(wǎng)電壓發(fā)生不平衡時(shí)，基于電壓平衡的控制理論無法滿足雙饋風(fēng)電機(jī)組的故障穿越運(yùn)行，因此，需要改進(jìn)控制策略。國內(nèi)外針對(duì)電網(wǎng)電壓不平衡條件下網(wǎng)側(cè)變流器(Grid-Side Converter， GSC)并網(wǎng)運(yùn)行控制策略做了很多研究[5-7]。有的文獻(xiàn)對(duì)電網(wǎng)電壓不平衡時(shí)風(fēng)力機(jī)的網(wǎng)側(cè)變流器只提供了正序控制策略，但控制能力有限[8-11]；還有的文獻(xiàn)提出了基于正、反轉(zhuǎn)同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中主、輔電流控制系統(tǒng)，但同樣提取負(fù)序電流成分，造成負(fù)序電流的調(diào)節(jié)速度要比正序電流緩慢[12]。

網(wǎng)側(cè)變流器通常采用傳統(tǒng)的PID雙環(huán)控制策略，這種傳統(tǒng)雙環(huán)控制策略存在很多問題[13-16]。針對(duì)此問題，本文創(chuàng)新性地提出了一種新型的雙環(huán)控制策略，其中： 外環(huán)采用模糊PID控制器，利用模糊推理的方法，在線修改PID控制器的3個(gè)參數(shù)，從而實(shí)現(xiàn)比常規(guī)PID更快速、更精準(zhǔn)的控制；內(nèi)環(huán)采用PR控制器，無需引入電流的正、負(fù)分解環(huán)節(jié)，就可保證整個(gè)網(wǎng)側(cè)變流器的控制精度和動(dòng)態(tài)性能。MATLAB/Simulink仿真結(jié)果驗(yàn)證了本文提出的新型控制策略的可行性和有效性。

1電網(wǎng)電壓不平衡時(shí)GSC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和數(shù)學(xué)模型

1.1GSC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

雙饋風(fēng)力發(fā)電機(jī)組的定子側(cè)直接與電網(wǎng)連接，轉(zhuǎn)子側(cè)經(jīng)過一個(gè)背靠背的電壓型雙PWM變換器模塊與電網(wǎng)連接。其中： 與雙饋電機(jī)轉(zhuǎn)子直接相連的變換器為轉(zhuǎn)子側(cè)變換器；而與電網(wǎng)直接相連的變換器為網(wǎng)側(cè)變換器。圖1為網(wǎng)側(cè)變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，其中變換器交流側(cè)通過濾波電感L與電網(wǎng)直接相連，R為濾波電感的等效電阻；直流側(cè)通過并聯(lián)一個(gè)大電容C后與轉(zhuǎn)子側(cè)變換器相連。

圖1　網(wǎng)側(cè)變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

1.2GSC數(shù)學(xué)模型

如圖1所示，假設(shè)ua、ub和uc為三相電網(wǎng)電壓，R和L為進(jìn)線電阻和電抗，且La=Lb=Lc=L，Ra=Rb=Rc=R，va、vb和vc為變流器交流側(cè)電壓；直流側(cè)C為并聯(lián)電容器起到穩(wěn)壓作用，udc為整流側(cè)直流電壓值，iload為輸入到轉(zhuǎn)子側(cè)變換器的電流。

若圖1中電力電子器件為理想開關(guān)，三相靜止abc坐標(biāo)系下數(shù)學(xué)模型為

(1)

式中：Sa、Sb、Sc——三相變換器各相橋臂的開關(guān)函數(shù)(定義上橋臂功率元件導(dǎo)通為1，下橋臂功率元件導(dǎo)通為0)。

對(duì)式(1)進(jìn)行坐標(biāo)變換，將三相靜止abc坐標(biāo)系轉(zhuǎn)換到兩相靜止αβ坐標(biāo)系中為

(2)

其中，

式中： 上標(biāo)“+”——正序分量；

上標(biāo)“-”——負(fù)序分量。

三相靜止abc坐標(biāo)系到兩相靜止αβ坐標(biāo)系轉(zhuǎn)換矩陣為

(3)

兩相靜止αβ坐標(biāo)系到兩相旋轉(zhuǎn)dq坐標(biāo)系的轉(zhuǎn)換矩陣為

(4)

式中：θ1——d軸和α軸之間的夾角，θ1=ω1+θ0;

θ0——初始時(shí)刻電壓相位角，θ0=0。

由式(4)和歐拉公式ejr=cosr+jsinr，可得

(5)

其中：

uαβ=uα+juβ,vαβ=vα+jvβ,iαβ=iα+jiβ

由式(5)可得電網(wǎng)電壓不平衡下GSC輸出至電網(wǎng)的瞬時(shí)功率S為

P2cossin(2ω1t)+Q0+Q2sincos(2ω1t)+

Q2cossin(2ω1t)

(6)

其中：

(7)

式中：P0——平均有功功率；

P2sin——二倍頻正弦有功功率分量；

P2cos——二倍頻余弦有功功率分量；

Q0——平均無功功率；

Q2sin——二倍頻正弦無功功率分量；

Q2cos——二倍頻余弦無功功率分量。

由式(6)和式(7)表明，雙饋風(fēng)力發(fā)電機(jī)輸向電網(wǎng)的功率S不僅包括平均有功功率、無功功率，還包括二倍頻的有功功率、無功功率的諧波成分。

雙饋異步風(fēng)力發(fā)電機(jī)的網(wǎng)側(cè)變流器的控制目標(biāo)就是要求直流側(cè)為恒定的直流電壓，因此令：P2sin=P2cos=Q0=0，由式(7)可得

(8)

其中：

2電網(wǎng)電壓不平衡時(shí)GSC控制結(jié)構(gòu)

2.1GSC的新型雙環(huán)控制結(jié)構(gòu)

GSC通常都采用傳統(tǒng)的雙環(huán)控制策略，外環(huán)的直流電壓環(huán)、內(nèi)環(huán)的交流電流環(huán)均采用PID控制，且內(nèi)環(huán)的交流電流需通過abc-dq變換轉(zhuǎn)換為d、q軸的直流電流后再采用PID控制。本文采用的新型雙環(huán)控制策略為：(1) 外環(huán)的電壓環(huán)采用模糊PID控制。實(shí)際電壓與給定電壓比較后經(jīng)過模糊PID控制器，然后得到實(shí)際有功功率，經(jīng)過式(8)計(jì)算可得到內(nèi)環(huán)的給定電流。(2) 內(nèi)環(huán)的電流環(huán)采用PR控制。內(nèi)環(huán)的給定電流與實(shí)際電流經(jīng)過比較后，經(jīng)過PR控制，得到交流側(cè)的電壓，經(jīng)過SVPWM后得到變流器的控制脈沖。圖2為本文提出的GSC控制系統(tǒng)新型雙環(huán)控制結(jié)構(gòu)框圖。

圖2　GSC的新型雙環(huán)控制結(jié)構(gòu)框圖

2.2電壓外環(huán)的模糊PID控制

PID控制具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、可靠性好、控制精度高、魯棒性較好和應(yīng)用廣泛等優(yōu)點(diǎn)，但PID控制僅適用于線性定常系統(tǒng)，而實(shí)際被控對(duì)象都存在非線性和時(shí)變性，并難以建立數(shù)學(xué)模型，因而PID控制無法實(shí)現(xiàn)對(duì)此類對(duì)象的精確控制。

模糊(Fuzzy)控制不要求被控對(duì)象的數(shù)學(xué)模型，利用專家控制經(jīng)驗(yàn)來控制，對(duì)于非線性的復(fù)雜對(duì)象顯示了良好的魯棒性和動(dòng)態(tài)控制性能，但模糊控制無法消除靜態(tài)誤差，控制精度不高。

本文的網(wǎng)側(cè)變流器GSC對(duì)象是一個(gè)非線性、時(shí)變、多變量的復(fù)雜系統(tǒng)，在圖2的雙環(huán)控制系統(tǒng)中，外環(huán)的直流電壓環(huán)作用是增強(qiáng)系統(tǒng)對(duì)負(fù)載變化的抗干擾能力，擬制直流電壓的波動(dòng)，是系統(tǒng)的主要控制環(huán)節(jié)。外環(huán)通常采用PID控制，但由于PID控制參數(shù)無法根據(jù)被控對(duì)象參量變化做出相應(yīng)的調(diào)整，魯棒性較差，因此，本文將外環(huán)控制算法改為模糊PID控制。這種模糊PID控制通過在線自調(diào)整控制參數(shù)，有效地處理了控制系統(tǒng)的非線性和不確定性，提高了系統(tǒng)的控制性能，并使其具有很好的抗干擾能力和魯棒性。

圖3為外環(huán)直流電壓的模糊PID控制結(jié)構(gòu)框圖。由圖3可見，模糊PID控制建立在常規(guī)PID的基礎(chǔ)之上，以給定電壓值與實(shí)際檢測(cè)電壓值udc的偏差值e及其變化率ec作為輸入，用模糊推理對(duì)PID的3個(gè)控制參數(shù)進(jìn)行在線自整定，以滿足指令值與反饋值不斷變化時(shí)e和ec對(duì)控制器的不同要求，使被控對(duì)象具備良好的動(dòng)、靜態(tài)性能。圖3中，kp=kp0+Δkp,ki=ki0+Δki，kd=kd0+Δkd，其中，參數(shù)kp0、ki0、kd0為常規(guī)整定得到的PID控制的初始參數(shù)，參數(shù)Δkp、Δki、Δkd為經(jīng)過模糊推理得到的PID參數(shù)在線修改的調(diào)整量。

圖3　模糊PID控制的結(jié)構(gòu)框圖

2.2.1模糊集及論域定義

根據(jù)電網(wǎng)電壓不平衡時(shí)，雙饋風(fēng)力發(fā)電機(jī)網(wǎng)側(cè)變換器實(shí)際運(yùn)行的工況，將模糊控制器輸入量——差值e和差值變化量ec量化到[-3 3]區(qū)間內(nèi)，輸出量Δkp、Δki、Δkd量化到[0 3]。

模糊控制中的語言變量越多，分割越細(xì)，則模糊控制的精度和跟隨性能越好；但是，模糊分割數(shù)目越多，控制規(guī)格的數(shù)目越多，導(dǎo)致模糊控制器越復(fù)雜。根據(jù)經(jīng)驗(yàn)和試湊以及網(wǎng)側(cè)變化器的運(yùn)行不同狀況，將輸入變量和輸出變量模糊子集設(shè)定為NB、NM、NS、ZO、PS、PM、PB共7個(gè)語言變量，分別表示負(fù)大、負(fù)中、負(fù)小、零、正小、正中和正大。其中輸入變量差值e和差值變化量ec的隸屬度函數(shù)一樣，只是變量名字不一樣，其中，兩頭的隸屬度函數(shù)采用zmf(即Z型和S型)，中間隸屬度函數(shù)采用trimf(即三角型)。輸出量Δkp、Δki、Δkd的隸屬度函數(shù)采用trimf型(即三角型)。本文的推理方法為mamdani推理原則。

2.2.2模糊規(guī)則的確定

從系統(tǒng)穩(wěn)定性、響應(yīng)速度、超調(diào)量和穩(wěn)態(tài)精度等幾個(gè)方面考慮，3個(gè)輸出變量Δkp、Δki、Δkd應(yīng)該隨著輸入變量e和ec的變化而變化，具體整定規(guī)則如下：

模糊PID根據(jù)系統(tǒng)運(yùn)行的不同狀況，即變量e和ec的變化輸出變量Δkp、Δki、Δkd，如表1～3所示。

表1　Δkp的模糊控制規(guī)則表

表2　Δki的模糊控制規(guī)則表

表3　Δkd的模糊控制規(guī)則表

2.2.3清晰化計(jì)算

通過上面的模糊推理得到的都是模糊量的集合，但是，在實(shí)際控制中，需要將模糊量進(jìn)行清晰化計(jì)算即去模糊化，這樣實(shí)際的數(shù)值才能對(duì)控制對(duì)象進(jìn)行控制。本文采用的去模糊化方法為加權(quán)平均法，其表達(dá)式為

(9)

式中：z0——清晰值；

a——下界；

b——上界；

uc(z)——變量z的隸屬度函數(shù)。

由此時(shí)計(jì)算得到清晰值為{mn}，由此得到模糊PID值為

kp=kp0+{m n}p;

ki=kio+{mn}i;

kd=kd0+{m n}d。

2.3電流內(nèi)環(huán)的PR控制

電網(wǎng)電壓不平衡時(shí)，傳統(tǒng)控制方法采用矢量控制(Vector Control， VC)中的坐標(biāo)變換，將三相靜止abc坐標(biāo)系上的交流量轉(zhuǎn)換為同步旋轉(zhuǎn)dq坐標(biāo)系上的直流量。其原因在于：(1) 因?yàn)镻ID控制無法對(duì)交流量實(shí)現(xiàn)無靜差控制；(2) 為了簡(jiǎn)化系統(tǒng)模型，實(shí)現(xiàn)無功功率和有功功率的解耦。但坐標(biāo)變換卻增加了內(nèi)環(huán)電流的相互耦合，造成內(nèi)環(huán)控制結(jié)構(gòu)復(fù)雜，設(shè)計(jì)困難；而且，在電網(wǎng)電壓不平衡情況下，內(nèi)環(huán)的電流環(huán)需要對(duì)電網(wǎng)電流進(jìn)行正、負(fù)序分離和向兩相靜止αβ坐標(biāo)系的轉(zhuǎn)換，不僅增加計(jì)算量和控制器的復(fù)雜程度，而且也會(huì)帶給控制系統(tǒng)一定的延時(shí)。

本文的內(nèi)環(huán)交流電流采用PR控制來取代常規(guī)PID控制，可以實(shí)現(xiàn)對(duì)正弦交流量的無靜差控制。在內(nèi)環(huán)的電流環(huán)上采用兩相靜止αβ坐標(biāo)系下的PR控制，不僅可以簡(jiǎn)化控制過程中的坐標(biāo)變換，消除dq軸的電流耦合，而且無須對(duì)電流的正、負(fù)序分量進(jìn)行分離，大大簡(jiǎn)化了內(nèi)環(huán)控制系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)。

PR控制器由比例P環(huán)節(jié)和諧振R環(huán)節(jié)組成，可實(shí)現(xiàn)對(duì)正弦量無靜差控制。理想PR控制器的傳遞函數(shù)為

(10)

式中：kip——比例系數(shù)；

kir——諧振系數(shù)；

ω0——諧振頻率。

理想諧振器在諧振頻率點(diǎn)ω0處正、負(fù)序交流成分增益達(dá)到無窮大，但是，當(dāng)交流成分頻率有微小偏移時(shí)，增益就會(huì)有很大的變化。因此，可在理想諧振控制器中加入截止頻率為ωic的衰減項(xiàng)，改進(jìn)后的諧振控制器既可以保持PR控制器的高增益，又可以降低對(duì)電網(wǎng)頻率敏感程度。改進(jìn)的PR控制器的傳遞函數(shù)為

(11)

從式(11)可知，隨著截止頻率的增大，控制器的帶寬在增大，而諧振系數(shù)kir增大時(shí)，控制器的峰值增益在變大，但頻帶不會(huì)發(fā)生變化。

由式(2)中的交流側(cè)電壓方程，可推出

(12)

式中：uα、uβ——電流內(nèi)環(huán)PR控制器的輸出電壓。

由此可得電流內(nèi)環(huán)PR控制設(shè)計(jì)為

(13)

其中：

(14)

3仿真分析

下面利用MATLAB/Simulink對(duì)本文提出的電網(wǎng)電壓不平衡時(shí)DFIG網(wǎng)側(cè)變流器的新型雙環(huán)控制策略進(jìn)行驗(yàn)證。仿真中有關(guān)參數(shù)取值如下：網(wǎng)側(cè)濾波電感L=2mH，R=0.1Ω，直流側(cè)濾波電容為C=1000μF。

本文通過3種雙環(huán)控制策略比較仿真來說明本文提出的雙環(huán)控制策略具有更好的控制性能。3種雙環(huán)控制策略分別為：第1種雙環(huán)控制策略——傳統(tǒng)的內(nèi)、外環(huán)皆采用PID控制策略；第2種雙環(huán)控制策略——外環(huán)采用模糊PID控制、內(nèi)環(huán)采用PID控制策略；第3種雙環(huán)控制策略——外環(huán)采用模糊PID控制、內(nèi)環(huán)采用PR控制策略，也即本文提出的新型雙環(huán)控制策略。

3.1在電網(wǎng)電壓不平衡情況下仿真分析(情況1)

圖4為情況1的仿真曲線。在這種情況下，仿真時(shí)間為6s，圖4(a)為情況1的電網(wǎng)電壓不平衡，此圖僅截取了前0.6s的波形圖，0.6s以后波形圖與前0.6s波形圖完全一致。在前3s中直流側(cè)給定電壓為800V，在3s時(shí)給定電壓跳變?yōu)?000V；圖4(b)、圖4(c)和圖4(d)為3種不同的雙環(huán)控制策略的仿真曲線。從圖4(b)與圖4(c)兩種情況比較來看，外環(huán)采用模糊PID控制相比于采用傳統(tǒng)PID控制時(shí)，系統(tǒng)可以更快跟隨給定值，并且在給定值發(fā)生變化時(shí)，模糊PID要比傳統(tǒng)PID動(dòng)態(tài)響應(yīng)好。從仿真曲線可見，圖4(d)的控制性能優(yōu)于圖4(b)，比圖4(c)控制性能差一些，但是與4(b)和4(c)相比，電流環(huán)反饋信號(hào)無須進(jìn)行正負(fù)序分量的分離，也無須復(fù)雜坐標(biāo)變換和解耦，大大簡(jiǎn)化了控制結(jié)構(gòu)。

3.2在電網(wǎng)電壓由平衡變?yōu)椴黄胶馇闆r下仿真分析(情況2)

圖5為情況2的仿真曲線。在該情況下，仿真時(shí)間為3s，此時(shí)，直流側(cè)給定電壓設(shè)定為800V，在0到1.5s時(shí)三相電壓為平衡電壓，而在1.5s時(shí)電網(wǎng)電壓變?yōu)椴黄胶獾娜嚯妷?。圖5(a)為電網(wǎng)電壓波形圖，注意此圖僅截取1.2s到1.8s波形圖，圖5(b)、圖5(c)和圖5(d)為3種不同的雙環(huán)控制策略的仿真曲線。從圖5的3種雙環(huán)控制的仿真曲線可以看出，在前1.5s電網(wǎng)電壓穩(wěn)態(tài)情況下，3種仿真算法都可以快速而準(zhǔn)確的控制直流側(cè)的直流電壓，在1.5s后電網(wǎng)電壓由平衡狀態(tài)變?yōu)椴黄胶鉅顟B(tài)，此時(shí)3種控制算法控制的直流側(cè)電壓并無較大變化。從控制性能的響應(yīng)速度和超調(diào)量來講，圖5(c)和5(d)控制性能要遠(yuǎn)遠(yuǎn)優(yōu)于圖5(b)的控制性能。但從控制結(jié)構(gòu)上講，圖5(d)的控制策略無需解耦和電流正、負(fù)序風(fēng)量的分離。因此，綜合來說，當(dāng)電網(wǎng)從平衡狀態(tài)變?yōu)椴黄胶鉅顟B(tài)時(shí)，本文提出的雙環(huán)控制策略是可行的。

圖4　情況1的仿真曲線

圖5　情況2的仿真曲線

綜合比較上面兩種仿真情況的3種不同雙環(huán)控制策略的仿真結(jié)果，本文提出的電網(wǎng)不平衡時(shí)DFIG網(wǎng)側(cè)變流器的新型雙環(huán)控制策略可以實(shí)現(xiàn)基本功能，且控制性能優(yōu)越，控制結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，無須進(jìn)行復(fù)雜的坐標(biāo)變化。

4結(jié)語

本文通過改進(jìn)電網(wǎng)不平衡時(shí)雙饋異步電機(jī)網(wǎng)側(cè)變流器的雙環(huán)控制算法，可以得到下面結(jié)論：

(1) 外環(huán)采用模糊PID控制來替換傳統(tǒng)PID控制，可在線修正PID參數(shù)，減少了系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)時(shí)間，并減小了系統(tǒng)的超調(diào)量；

(2) 內(nèi)環(huán)采用改進(jìn)PR控制來替換VC控制，可直接對(duì)交流量進(jìn)行無靜差控制，無需電流的正負(fù)序量的分離和坐標(biāo)變換；

(3) 內(nèi)環(huán)改進(jìn)PR控制相比于PID控制，減少了解耦環(huán)節(jié)，簡(jiǎn)化了控制系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)。

MATLAB/Simulink仿真驗(yàn)證了本文提出的雙環(huán)控制算法相比于傳統(tǒng)方法具有更好的動(dòng)靜態(tài)性能。

【參 考 文 獻(xiàn)】

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*基金項(xiàng)目： 國家自然科學(xué)基金項(xiàng)目(61304134)；上海市重點(diǎn)科技攻關(guān)計(jì)劃(14110500700)；上海市電站自動(dòng)化技術(shù)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室基金項(xiàng)目(13DZ2273800)；上海市自然科學(xué)基金項(xiàng)目(13ZR1417800)

New Double-Loop Control Strategy for DFIG Grid-Side

Converter Under Unbalanced Grid Voltage

CHENGQiming1,GUOKai1,CHENGYinman2,HUANGWei1,XUCong1

(1. College of Automation Engineering, Shanghai University of Electric Power, Shanghai 200090, China;

2. North Power Supply Branch, Shanghai Electric Power Company, Shanghai 200041, China)

Abstract：When the grid voltage unbalance, the grid voltage negative sequence will produce and it will bring great influence on DFIG or even damage the generators. The grid-side converter model doubly fed induction generator was derived and analyzed, a improved control strategy for double-fed wind turbine grid-side converter under unbalanced grid voltage was presented. The control strategy using fuzzy PID for outer loop and resonant control for inner, by simultaneously controlling the positive and negative sequence the second harmonic could be eliminated and finally get a constant DC voltage. Finally, the use of MATLAB/Simulink experimentally validated control strategy and simulation results showed the correctness and effectiveness of the control strategy.

Key words：grid voltage unbalance; doubly-fed induction generator(DFIG); grid-side converter(GSC); fuzzy PID; proportion resonance(PR)

收稿日期：2015-07-09

中圖分類號(hào)：TM 76

文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

文章編號(hào)：1673-6540(2015)12- 0035- 08

通訊作者：程啟明