郝雯娟,　鄧智泉

(1. 南京航空航天大學 自動化學院,江蘇 南京　211106;

2. 南京航空航天大學 金城學院，江蘇 南京　211106)

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一種基于分段定子的直線永磁磁通切換電機結構及其優(yōu)化方法

郝雯娟1,2,鄧智泉1

(1. 南京航空航天大學 自動化學院,江蘇 南京211106;

2. 南京航空航天大學 金城學院，江蘇 南京211106)

摘要：直線永磁磁通切換(LFSPM)電機動子結構簡單，功率密度高，以其電樞繞組和永磁體都在動子的結構特點，特別適合長定子應用場合來降低成本。研究了一種分段定子結構的LFSPM電機，其結構的主要特點是可以減小電機的齒槽力，同時兼顧繞組基波幅值并減小繞組的諧波含量。在分析了電機齒槽力和線圈磁鏈與分段定子錯位位移之間的關系后，根據(jù)不同電機結構優(yōu)化選擇了合適的錯位位移。最后，利用ANSYS有限元分析對采用所提出的分段定子結構的2臺LFSPM電機進行仿真驗證，仿真結果證明了2臺電機所選錯位位移合理有效，所研究電機的齒槽力相對較小，相繞組磁鏈波形較正弦。

關鍵詞:直線永磁磁通切換電機； 分段定子； 錯位位移； 齒槽力； 磁鏈

0引言

永磁磁通切換(Flux Switching Permanent Mag-net, FSPM)電機作為一種定子永磁式雙凸極結構的新型無刷電機目前廣受關注。FSPM電機繼承了開關磁阻電機轉子結構簡單堅固和永磁同步電機高轉矩密度、高效率的優(yōu)點。永磁體和電樞繞組放置在定子上，不受離心力，散熱條件良好；永磁磁場和電樞磁場為并聯(lián)關系，永磁體退磁風險小。一系列優(yōu)點決定了其在很多領域，如風力發(fā)電、電動汽車領域具有較大的應用潛力[1-5]。近幾年，很多學者開始關注直線永磁磁通切換(Linear Flux Swit-ching Permanent Magnet, LFSPM)電機的研究。

在很多直線驅動場合，如軌道交通、伺服進給系統(tǒng)，直線電機直接將電能變成直線運動的機械能而不需要中間轉換環(huán)節(jié)，結構簡單且動態(tài)響應快，施工成本低，所以相對于旋轉電機有很強的優(yōu)勢。傳統(tǒng)直線永磁同步電機相對于直線感應電機具有較高的效率、功率因數(shù)及力能指標，但是該類型直線電機的繞組和永磁體分別放置在電機的初級和次級。在長定子應用場合中，無論是將永磁體或繞組作為定子，都將造成工程造價高，維護不便等缺點[6-7]。那么，作為初級永磁式電機的LFSPM電機，由于其永磁體和繞組在動子，定子僅為導磁材料制成的凸極鐵心，這樣在長定子應用場合既省銅又省永磁體，具有結構簡單、功率密度高、易于生產(chǎn)和維護等優(yōu)點[8-13]。

但是，LFSPM電機存在推力脈動較大的缺點，不適用于低速運行。一方面由于定動子的雙凸極結構，電機齒槽力大，推力脈動大；另一方面，部分電機結構定動子極數(shù)不匹配，導致電樞繞組不具有互補性，磁鏈諧波較大，造成推力脈動；還有直線電機所特有的端部力，(由初級鐵心存在兩個端部而引起的)。在有的文獻里，齒槽力和端部力合稱為直線電機的定位力或磁阻力。無論是齒槽力還是端部力，都會對電機運行不利，除了造成推力波動，還會引起噪聲振動等問題，所以在電機設計時應盡量減小[14]。目前有一些文獻在減小直線電機端部力和齒槽力方面都做了研究。文獻[15]分析了LFSPM電機端部力和磁路的特點，研究了一種在動子兩個端部增加輔助齒的方法來減小端部力，并給出了輔助齒的優(yōu)化方法。在此基礎上，文獻[16-17]研究了模塊化結構的LFSPM電機，以進一步解決磁路不對稱問題，并且進一步減小整個電機的端部力和齒槽力。文獻[18]針對雙邊直線電機研究了一種不同步放置的雙邊定子齒結構，可以有效減小電機齒槽力。由于直線電機的齒槽力同旋轉電機的類似，所以旋轉電機減小齒槽力的很多方法都可以借鑒。文獻[19]分析了旋轉電機齒槽力的特點，提出一種轉子分段結構來減小旋轉電機的齒槽力，具有較大的參考價值。

為了減小LFSPM電機的齒槽力，本文研究了一種基于分段定子的LFSPM電機結構以及其優(yōu)化方法。本文第一部分分析了分段定子LFSPM電機的基本拓撲，第二部分給出了分段結構的優(yōu)化方法，第三部分采用ANSYS有限元軟件對電機進行仿真分析。

1分段定子的LFSPM電機結構

1.1LFSPM電機基本結構

普通的旋轉FSPM電機基本原理如下: 電機轉動時，隨著轉子位置的變化，電機電樞繞組所匝鏈的永磁磁鏈也在發(fā)生變化，電機轉過一個轉子極距范圍，對應的永磁磁鏈變化一周，且為雙極性。一個轉子極距對應一個電周期，這個過程稱為“磁通切換”。

將旋轉的FSPM電機沿著周向展開，就得到了LFSPM電機。如果用在長定子場合，則永磁體和繞組部分做成動子，而凸極鐵心做成定子[20]。如圖1所示為以6/7極和6/5極為例的LFSPM電機拓撲。

圖1　LFSPM電機基本結構

1.2分段定子結構

為了減小LFSPM電機的齒槽力，同時減小電機繞組磁鏈的諧波含量，本文研究了一種基于分段定子(segment-stator)的LFSPM(LFSPM-SS)電機結構，如圖2所示。該電機的定子采用分段結構，兩段定子結構尺寸相同，錯開一個位移放置，稱該位移為錯位位移，如圖2(b)所示。對應的動子也分為結構尺寸相同的兩段，兩段動子上對應位置的永磁體反向充磁，共同繞制一套線圈，如圖2(c)所示。兩段定子和動子之間采用磁障來隔離。這里，本文主要以分段定子的6/7極和6/5極LFSPM電機為例，研究分段定子的LFSPM電機結構優(yōu)化方法。

圖2　LFSPM-SS電機結構(6/7極)

所研究6/7極和6/5極電機定子和動子尺寸標示如圖3所示，其中，陰影部分為永磁體。兩段定子(動子)的厚度均為30mm，中間間隔磁障厚度為5mm，所以電機厚度為65mm。單個線圈匝數(shù)為200。兩個電機結構參數(shù)如表1所示。

圖3　電機部件尺寸結構圖

mm

2優(yōu)化方法

2.1電機的線圈磁鏈和齒槽力

在LFSPM-SS電機中，以圖2(c)中線圈A1為例，A1所匝鏈的磁鏈，可以看成是兩個充磁方向相反的永磁體在A1中所產(chǎn)生磁鏈ψ1和ψ2的合成，ψ1和ψ2可表示成

ψ1=Ψ1msin(ωt+φ1)+∑Ψnmsin(nωt+φn)

(1)

(2)

式中:Ψ1m、Ψnm——基波和n次諧波分量的幅值；

ω——動子運動對應的電角速度；

φ1、φn——基波和n次諧波分量的相位角；

τ1——兩段定子的錯位位移；

τs——定子齒距。

則A1中的合成磁鏈為

ψ=ψ1-ψ2=

(3)

同樣，兩段動子的齒槽力可分別表示成

Fc1=Fcmsin(Pωt+φc1)+

∑Fcnmsin(Pnωt+φcn)

(4)

(5)

式中:Fcm、Fcnm——基波和n次諧波分量的幅值；

φc1、φcn——基波和n次諧波分量的相位角；

P——電機齒槽力周期對電機電周期的倍數(shù)。

則LFSPM-SS電機的齒槽力為

F=Fc1+Fc2=

(6)

2.2錯位位移分析及選擇

ψ=ψ1-ψ2=

2Ψ2msinβscos(2ωt+φn+βs)

(7)

可以發(fā)現(xiàn)，兩個磁鏈的直流分量相互抵消，合成磁鏈基波幅值是βs/2的函數(shù)，而二次諧波幅值是βs的函數(shù)，令k為二次諧波和基波幅值的比值，則

(8)

不難發(fā)現(xiàn)當βs=180°即τ1=τs/2時，k=0，磁鏈正弦度最高。

同樣通過MATLAB對ANSYS仿真后的數(shù)據(jù)進行傅里葉分析和擬合可以得到電機齒槽力峰值隨βs變化的趨勢。

6/5極和6/7極LFSPM-SS電機的磁鏈基波幅值、k以及齒槽力峰值隨βs變化的曲線如圖4所示，為了方便觀測，各值均為標幺值，參考值選取各自的最大值。

圖4　LFSPM-SS電機基波幅值、k以及齒槽力峰值隨的變化趨勢

從圖4中可以看出，βs在0°～360°的范圍內變化時，基波幅值、k及齒槽力峰值也在變化。如圖4(a)的6/5極LFSPM-SS電機，當βs=90°和270°時齒槽力峰值最小，為其最大值(即兩段定子沒有錯位)的40%，即減小了60%，但此時磁鏈基波幅值會減小40%。當βs=180°時，磁鏈基波幅值可以達到最大且二次諧波幅值最小，齒槽力峰值約減小了20%。在180°附近，左右相差30°的范圍內，當βs約為160°時，齒槽力峰值減小了約40%，而磁鏈基波幅值減小不到5%，所以選擇βs=162°即t1=9mm為6/5極LFSPM-SS電機的錯位位移。對于圖4(b)的6/7極LFSPM-SS電機，當βs=90°和270°時齒槽力峰值最小，減小了60%，但此時磁鏈基波幅值會減小40%。當βs=180°時，磁鏈基波幅值可以達到最大且二次諧波幅值最小，但齒槽力峰值最大。在180°附近，左右相差30°的范圍內，當βs約為204°時，齒槽力峰值減小了約20%，而磁鏈基波幅值減小不到5%，所以選擇βs=204°即t1=8mm為6/7極LFSPM-SS電機的錯位位移。

綜上所述，通過錯位位移的選擇，可以對LFSPM-SS電機進行優(yōu)化來減小其齒槽力和磁鏈諧波含量，同時兼顧磁鏈幅值。

3仿真驗證

采用ANSYS軟件對所研究的6/7極和6/5極LFSPM-SS電機進行仿真分析，為了說明優(yōu)化效果，兩個電機分別與其未優(yōu)化的普通結構在磁鏈、齒槽力、電磁推力方面進行了比較。用于比較的普通LFSPM電機的橫向尺寸及匝數(shù)和LFSPM-SS電機相同，厚度也相同，即65mm，電機運行速度為5m/s。

3.1齒槽力

LFSPM和LFSPM-SS電機的齒槽力隨定子位置變化的波形如圖5所示。從圖5中可看出，由于錯位位移的優(yōu)化選擇，兩個LFSPM-SS電機的齒槽力的幅值都有明顯減小，尤其是6/5極LFSPM-SS電機，減小幅度約為40%。

圖5　電機齒槽力比較

3.2A相磁鏈

圖6給出了電機A相繞組磁鏈的波形，可以看出，相對于LFSPM電機，兩個LFSPM-SS電機磁鏈幅值的減小都很小，減小幅度可以忽略。同時兩個電機的正弦度都有了改善，尤其是6/7極LFSPM-SS電機，消除了對應LFSPM電機的直流偏置。

圖6　電機A相繞組磁鏈比較

3.3推力

LFSPM和LFSPM-SS電機的推力波形如圖7所示。從圖7中可看出，由于齒槽力的減小，兩個LFSPM-SS電機的推力脈動相對于對應的LFSPM電機都有明顯減小，但推力平均值幾乎不變。

圖7　電機推力比較

4結語

LFSPM電機永磁體和電樞繞組動子，結構簡單，易于散熱，其長定子結構相對于永磁同步直線電機，能夠節(jié)省永磁體和繞組材料，節(jié)約成本。但由于直線磁通切換電機的定動子雙凸極結構，齒槽力較大的問題會影響其運行。本文提出了兩段定子的LFSPM電機，兩段結構相同，定子錯位放置，動子上相同位置永磁體采用相反的充磁方向并且交鏈一套繞組，通過優(yōu)化設計定子錯位位移的大小，可以有效減小齒槽力峰值，同時可以兼顧相繞組磁鏈幅值，并且可以減小諧波含量。

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*基金項目: 國家自然科學青年基金項目(51407090)

A Segment-Stator Based Flux-Switching Permanent Magnet

Linear Machine and Its Structure Optimization Method

HAOWenjuan1,2,DENGZhiquan1

(1. College of Automation, Nanjing University of Aeronautics and Astronautics Nanjing 211106, China;

2. College of Jincheng, Nanjing University of Aeronautics and Astronautics, Nanjing 211106, China)

Abstract：The linear flux switching permanent magnet (LFSPM) machine has simple stator structure and high torque density. This kind of machine is suitable for long stator application due to that both the PMs and armature winding are on the short mover. In this paper, a segment stator based LFSPM machine is investigated, with the merits of this structure is reducing the detent force and considering the amplitude of the flux-linkage, besides, the harmonic components can also be reduced. The relationship between the stagger displacement and the detent force as well as the coil flux-linkage, respectively, are analyzed, a suitable stagger displacement is chosen according to the reduction of detent force and the consideration of the flux-linkage amplitude. The analysis results by FEA verifies the effectiveness of the proposed structure.

Key words：linear flux switching permanent magnet motor; segment stator; stagger displacement; detent force; flux-linkage

收稿日期：2015-08-17

中圖分類號：TM 351

文獻標志碼：A

文章編號：1673-6540(2015)12- 0001- 06

通訊作者：郝雯娟