唐成凱,廉保旺,張玲玲

(1.西北工業(yè)大學(xué)電子信息學(xué)院,710072,西安;2.西北工業(yè)大學(xué)航海學(xué)院,710072,西安)

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衛(wèi)星通信系統(tǒng)雙向中繼轉(zhuǎn)發(fā)自干擾消除算法

唐成凱1,廉保旺1,張玲玲2

(1.西北工業(yè)大學(xué)電子信息學(xué)院,710072,西安;2.西北工業(yè)大學(xué)航海學(xué)院,710072,西安)

針對衛(wèi)星通信系統(tǒng)頻譜資源日益緊張、鄰帶干擾難以消除的問題,提出了一種雙向中繼轉(zhuǎn)發(fā)自干擾消除算法。該算法對地面通信站上、下行頻帶采用相同的匹配頻帶,并通過中繼衛(wèi)星進(jìn)行放大轉(zhuǎn)發(fā)實現(xiàn)頻率復(fù)用;利用地面通信站對自身發(fā)射信號已知的特點,通過延時寄存器對自身發(fā)射信號進(jìn)行多抽頭采樣,然后根據(jù)各抽頭采樣對接收信號的干擾影響,對抽頭采樣進(jìn)行加權(quán)處理并賦予不同權(quán)重,以減小自身發(fā)射信號的干擾;最后采用網(wǎng)絡(luò)柵格方案對剩余信號進(jìn)行解碼。該算法可依據(jù)不同的信號調(diào)制方式和碼延時長度動態(tài)調(diào)整網(wǎng)絡(luò)柵格的大小,在保證誤碼率的情況下,能有效降低解碼復(fù)雜度,從而縮短衛(wèi)星通信鏈路的建立時間。仿真結(jié)果表明,與基于全網(wǎng)絡(luò)柵格方案的雙向中繼轉(zhuǎn)發(fā)通信相比,在16APSK調(diào)制下誤碼率為10-3時,信噪比為27 dB,但解碼復(fù)雜度只相當(dāng)于全網(wǎng)絡(luò)柵格方案的10%。

衛(wèi)星通信;雙向中繼轉(zhuǎn)發(fā);自干擾消除;頻率復(fù)用;網(wǎng)絡(luò)柵格

雙向中繼轉(zhuǎn)發(fā)衛(wèi)星通信可以復(fù)用頻譜資源[1],提高頻譜利用率。但是,衛(wèi)星信道的非線性特性和地面通信站發(fā)射信號的異步性會使系統(tǒng)性能大幅度下降[2],因此尋找一種能在異步條件下,快速建立衛(wèi)星通信鏈路并完成數(shù)據(jù)解調(diào)的雙向中繼轉(zhuǎn)發(fā)衛(wèi)星通信方法就成為研究的熱點。

將發(fā)射功率進(jìn)行功率回退處理,使星載功率放大器工作在線性區(qū)域,可使非線性干擾大幅下降。文獻(xiàn)[3]在此基礎(chǔ)上提出了一種雙向頻率復(fù)用通信技術(shù),該技術(shù)主要針對BPSK調(diào)制方式和QPSK調(diào)制方式等均等幅度信號,但對于16APSK調(diào)制方式、16QAM調(diào)制方式和32APSK調(diào)制方式等多幅度多分量信號并不適用。文獻(xiàn)[4]提出了一種多用戶同頻傳輸?shù)乃惴?該算法通過對不同用戶的信號進(jìn)行分時傳輸,從而實現(xiàn)頻率復(fù)用,但該算法在單一時間段內(nèi),每條鏈路上所傳輸?shù)男盘柧鶠閱斡脩粜盘?因而當(dāng)頻率的利用率達(dá)到飽和時,就不能再增加傳輸信號容量,所以該算法不適合作為主要的通信手段。文獻(xiàn)[5-6]提出了2種雙用戶協(xié)作衛(wèi)星通信算法,這些算法均假設(shè)2個地面站的傳輸信號在到達(dá)中繼衛(wèi)星時為同步信號,但在實際的衛(wèi)星協(xié)作通信中,由于傳輸距離和空間環(huán)境的不同,信號同步是非常難以實現(xiàn)的。文獻(xiàn)[7]提出了一種基于柵格查找算法的中繼轉(zhuǎn)發(fā)通信技術(shù),但如果采用諸如16APSK等高階調(diào)制信號,柵格大小會呈現(xiàn)指數(shù)增長并消耗過長的訓(xùn)練時間,大大降低了衛(wèi)星通信的實際效率。

針對以上問題,在不進(jìn)行衛(wèi)星預(yù)失真處理和地面通信站盲均衡處理的條件下,本文提出了一種可用于衛(wèi)星通信信號非同步條件下的自干擾消除雙向中繼轉(zhuǎn)發(fā)通信算法。該算法利用自身發(fā)射信號已知的特點,通過延時寄存器將自身發(fā)射信號從所接收到的混合信號中消除,并利用網(wǎng)絡(luò)柵格對剩余信號進(jìn)行解碼從而得到傳輸數(shù)據(jù)。在保證誤碼率的前提下,算法的計算復(fù)雜度和所需計算時間均能有效減小,從而提高了衛(wèi)星通信的總?cè)萘俊?/p>

1 系統(tǒng)模型

在雙向中繼轉(zhuǎn)發(fā)衛(wèi)星通信系統(tǒng)中,假設(shè)地面通信站B1和B2需要進(jìn)行相互通信。它們發(fā)射信號的載波頻率設(shè)為f1并將該載波稱為上行鏈路。由于中繼衛(wèi)星沒有采用碼分多址(CDMA)和頻分多址(FDMA)等復(fù)用技術(shù),所以中繼衛(wèi)星將地面通信站B1和B2發(fā)射信號所組成的混合信號進(jìn)行變頻放大轉(zhuǎn)發(fā)。該混合信號通過載波頻率為f2的星地鏈路轉(zhuǎn)發(fā)給地面通信站B1和B2,并將該載波稱為下行鏈路。此時地面通信站B1和B2所接收到的信號均為包含自身發(fā)射信號的混合信號,其中自身所發(fā)射的信號相對自身的接收機(jī)來說為強(qiáng)干擾信號。

由于地面通信站B1和B2的結(jié)構(gòu)相同,所以以地面通信站B1為例給出系統(tǒng)的通信模型,并利用采樣率為8的離散數(shù)字模型來代替模擬信號模型。在系統(tǒng)中,假設(shè)地面通信站B1和B2所需要發(fā)射的信號為M1和M2,上采樣后的離散信號為S1和S2,地面通信站B1和B2的功率回退量值為α1和α2,2個地面通信站之間的信號碼時延為τ,地面通信站B1和B2的發(fā)射信號為U1和U2,衛(wèi)星信道噪聲N采用高斯白噪聲,地面通信站B1和B2所接收到的混合信號為V,地面通信站B1的判決輸出信號為R。在衛(wèi)星信道上,由于Saleh信道為目前最接近真實衛(wèi)星信道的信道模型并具有明顯的非線性特性[8],所以在本系統(tǒng)中采用Saleh信道來模擬真實的衛(wèi)星信道[9]。系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 系統(tǒng)模型

1.1 上行鏈路

為了追求最大化的頻譜利用率,假設(shè)地面通信站B1和B2所發(fā)射信號的周期為Ts,從而得到符號速率為Rs=1/Ts[10]。整形濾波用于消除傳輸信號的鄰帶干擾,在信號發(fā)射前,假設(shè)所有的發(fā)射機(jī)都進(jìn)行發(fā)射信號功率歸一化處理。其次,由于傳播延時和本地時鐘不一致,所以很難在中繼衛(wèi)星上實現(xiàn)同步接收[11],并且衛(wèi)星也不具有星上處理功能,所以在其中一路信號上加上延時模塊,用于描述2個信號之間的延時τ。τ的取值范圍為0≤τ≤Ts/2[12]。當(dāng)τ為0時,系統(tǒng)為同步系統(tǒng),此時由于沒有碼延時,所以碼間干擾會比較小;當(dāng)τ為Ts/2時,系統(tǒng)為非同步系統(tǒng),此時由于碼延時的關(guān)系,碼間干擾將達(dá)到最大值。

由于星載功率放大器的非線性特性,所以在系統(tǒng)模型中,采用功率回退因子α1和α2來描述地面通信站B1和B2接收機(jī)功率回退(input power backoff, IBO)的量值[13]。

在系統(tǒng)模型中,假設(shè)離散信號X1(n)和X2(n)經(jīng)過信號調(diào)制和上采樣后得到離散信號s1(k)和s2(k),n為下采樣時刻,將該離散信號通過整形濾波器和延時模塊可以得到2個地面通信站的發(fā)送信號u1(n)和u2(n),即

(1)

(2)

式中:h為整形濾波器;L為濾波器的時延;l為時延的采樣時刻;k為當(dāng)前采樣時刻。

通過功率回退處理將衛(wèi)星的發(fā)射功率控制在飽和區(qū)域或線性區(qū)域。例如,功率回退0 dB表示星載功率放大器工作在飽和區(qū)域,功率回退為-3 dB表明功率放大器的輸入信號功率有3 dB的功率衰減,但是否工作在線性區(qū)域,主要取決于接收功率和疊加的信號數(shù)量[14]。為了簡化模型,假設(shè)上行鏈路中發(fā)射功率遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于噪聲,從而忽略上行鏈路的噪聲影響[15-16]。

1.2 下行鏈路

在下行鏈路中,為了達(dá)到頻率復(fù)用的目的,中繼衛(wèi)星所轉(zhuǎn)發(fā)的信號為包含所有上行鏈路信號的混合信號,對地面通信站B1來講,需要從混合信號中解調(diào)出地面通信站B2所發(fā)射的信號M2。從圖1中可以得到如下的混合信號表達(dá)式

v(k)=g(u1(k)+u2(k))+Nk

(3)

式中:k為采樣時刻;g(·)為Saleh信道模型函數(shù);Nk為采樣時刻k的背景噪聲。此時地面接收站B1所接收到的混合信號v(k)需要經(jīng)過匹配濾波器來限制頻譜并消除鄰帶干擾,然后進(jìn)行下采樣處理[15]。最終得到離散形式下的接收混合信號r(n),即

u2(8n-l))h(l)+n1(8n-l)h(l)=

(4)

式中:h為匹配濾波器,該濾波器采用和整形濾波器相同的時延和結(jié)構(gòu);w(n)為下采樣后的噪聲。

2 自干擾消除算法

圖2 自干擾消除算法結(jié)構(gòu)圖

自干擾消除算法中寄存器的抽頭系數(shù)是由編碼延時所決定的。當(dāng)?shù)孛嫱ㄐ耪镜男盘枮橥叫盘枙r,自干擾主要來源于當(dāng)前采樣時刻所對應(yīng)的自身發(fā)射信號,所以抽頭個數(shù)可以簡化為1;當(dāng)?shù)孛嫱ㄐ耪镜男盘柧哂凶畲笱訒rτ=Ts/2時,自干擾主要來源于當(dāng)前采樣時刻以及前后采樣時刻所對應(yīng)的自身信號矢量。所以,抽頭數(shù)大于4時,性能變化不大,接近理想情況。為了保證數(shù)據(jù)M1分布在采樣時刻n的兩邊,對信號進(jìn)行延時處理,自干擾消除的輸出信號為

(5)

ci(n+1)=ci(n)+ηe*(n)X1(n-i)

(6)

式中:η為更新步長,如果步長取值較大,抽頭因子會很快收斂但誤差波動較大,如果步長取值較小,抽頭因子收斂較慢但誤差波動較小,所以更新步長η的取值需要進(jìn)行折中,本文中選取η=10-3。

當(dāng)完成自干擾消除后,利用網(wǎng)絡(luò)柵格對剩余信號y進(jìn)行解碼,首先將剩余信號y改為如下的網(wǎng)絡(luò)柵格模型

y(n)=μ(X1(n-L1),…,X1(n+L2),X2(n))+Zn

(7)

式中:L1表示當(dāng)前采樣時刻所對應(yīng)的前向延時;L2表示當(dāng)前采樣時刻所對應(yīng)的后向延時;Zn表示當(dāng)前采樣時刻的噪聲和未被包含在模型中的其他自身信號干擾;μ(·)為網(wǎng)絡(luò)柵格函數(shù)。因為自干擾消除算法已經(jīng)將大部分自身發(fā)射信號所產(chǎn)生的干擾消除,所以將式(7)模型中的自干擾部分排除以減小計算量,簡化后的模型如下

y(n)=μ(X2(n))+Zn

(8)

由于在自信號消除中,為了減小計算量,采用的是線性消除函數(shù),所以自信號的非線性干擾還殘存于y中。因此,在式(8)模型中,對地面通信站B1來說,Zn包括了M1的非線性干擾和星地鏈路的噪聲。在實際仿真中,發(fā)現(xiàn)式(8)的模型誤差較大不能滿足實際的需求,所以加入2個與當(dāng)前采樣時刻發(fā)射順序關(guān)系最近的自身發(fā)射信號采樣來減小自身信號的非線性干擾。此時剩余信號y(n)改為如下的模型

y(n)=μ(X1(n),X1(n+1),X2(n))+Zn

(9)

在該模型中,2個自干擾信號X1(n)和X1(n+1)被加入來減小自干擾非線性干擾對最終判決的影響。采用網(wǎng)絡(luò)柵格中元素與剩余信號之間幾何距離最小的元素所對應(yīng)的數(shù)據(jù)X2作為判決輸出,查找運算如下

μ(X1(n),X1(n+1),X2(n))|)

(10)

3 仿真結(jié)果與分析

在衛(wèi)星通信DVB-S2標(biāo)準(zhǔn)中,16APSK調(diào)制方式的性能最好,其具有12個相位分量和2個幅度分量,可以包含現(xiàn)有的所有調(diào)制方式特點,所以在本文的所有仿真中均采用16APSK調(diào)制方式。

在仿真中,本文采用的上行載波頻率為12 GHz,下行載波頻率為14 GHz,傳輸帶寬為200 MHz。整形濾波器和匹配濾波器均采用升余弦滾降濾波器,濾波器的延時為8個編碼周期,滾降系數(shù)為0.25。在通信傳輸階段,信號M1和M2的數(shù)量均為5×106個。將本文提出的自干擾消除算法與文獻(xiàn)[7]提出的全網(wǎng)絡(luò)柵格查找算法進(jìn)行比較。文獻(xiàn)[7]算法利用1～5個自身發(fā)射信號與一個需解調(diào)信號組成解碼柵格查找表。該算法的性能主要依賴于2個因素,一個是柵格的大小;另一個是2個地面通信站所發(fā)射信號之間的碼延時。設(shè)定文獻(xiàn)[7]的算法1的柵格長度為2(1個自身發(fā)射信號和1個所需解調(diào)信號);設(shè)定文獻(xiàn)[7]算法2的柵格長度為5(4個自身發(fā)射信號和1個所需解調(diào)信號)。

由于中繼衛(wèi)星只是將所接收到的混合信號進(jìn)行放大轉(zhuǎn)發(fā),所以當(dāng)2個地面站的發(fā)射功率不一樣時,發(fā)射功率大的地面站所接收到的混合信號中,自干擾信號干擾較大,需解調(diào)信號功率較小,導(dǎo)致誤碼率較高。為了避免這種情況,在本文中,設(shè)定地面站的發(fā)射功率相同,功率回退量值α1=α2。

本文算法1采用式(8)模型,主要用于延時τ=0的條件下仿真,此時柵格元素總數(shù)目為16;本文算法2采用式(9)模型,主要用于延時τ=Ts/2的條件下仿真,此時柵格元素總數(shù)目為163。

在仿真分析中,將以信噪比、功率回退和誤碼率對算法性能進(jìn)行分析,并假設(shè)在所有下行鏈路的增益均為1。

3.1 延時τ=0條件下誤碼率仿真

首先在延時τ=0的條件下進(jìn)行仿真,這是一種理想情況,在實際的衛(wèi)星通信中很難實現(xiàn)這種情況。此時,本文算法1和本文算法2的仿真結(jié)果十分接近,但在16APSK調(diào)制方式下,本文算法1的網(wǎng)絡(luò)柵格總數(shù)遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于本文算法2。在不同的功率回退和信噪比條件下,將本文算法1與文獻(xiàn)[7]算法1進(jìn)行比較,得到的誤碼率性能如圖3所示。

圖3 τ=0時不同功率回退值下2種算法的誤碼率曲線

從圖3中可以看出,功率回退對誤碼率的影響較大。功率回退較大時,星地鏈路處于線性傳播區(qū)域,此時非線性干擾較小,本文算法1和文獻(xiàn)[7]算法1都可以有效消除線性干擾,誤碼率較低。但功率回退又會導(dǎo)致發(fā)射功率變小,從而使信噪比變差,誤碼率提高。這和之前的理論分析是完全一樣的,所以需要在功率回退和非線性干擾之間尋找一個平衡點。在圖3中,不同的功率回退在不同信噪比下會對誤碼率產(chǎn)生不同的影響。當(dāng)功率回退為-3 dB、誤碼率為10-2時,最優(yōu)信噪比為24 dB;但當(dāng)功率回退為-10 dB、誤碼率為10-2時,最優(yōu)信噪比為25 dB。文獻(xiàn)[7]算法1所在同步條件下與本文算法1的誤碼性能相當(dāng)接近,但本文算法1的計算量要遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于文獻(xiàn)[7]算法1。

3.2 延時τ=Ts/2條件下誤碼率仿真

當(dāng)延時τ=Ts/2時,碼間干擾最大,誤碼率最高。在此條件下,由于采樣時刻是由M2所決定,所以地面通信站T1的自身信號M1會產(chǎn)生非常大的碼間干擾。文獻(xiàn)[7]算法1和本文算法1的誤碼率曲線如圖4所示。

圖4 τ=Ts/2時不同功率回退下2種算法的誤碼率曲線

從圖4中可以看出,在異步條件下文獻(xiàn)[7]算法1無論如何增加信噪比,都不能有效降低誤碼率。所以,文獻(xiàn)[7]提出的算法2需要確保柵格長度大于等于5,在16APSK調(diào)制下,總的柵格元素數(shù)量會超過165個,這就導(dǎo)致網(wǎng)絡(luò)柵格建立所需的時間過長,不利于實際的衛(wèi)星通信。采用本文算法1(即μ函數(shù)僅包含離散信號X2(n)時),無論如何增加信噪比,誤碼率都有一個誤碼率底線,這是由于μ函數(shù)模型不能覆蓋其中一部分自身信號M1的干擾,而自干擾消除算法只能消除自身信息數(shù)據(jù)M1的線性干擾,而非線性干擾需要通過功率回退和建立網(wǎng)絡(luò)柵格的方法進(jìn)行二次消除。因此,本文在相同的非同步條件下,對本文算法2和文獻(xiàn)[7]算法2進(jìn)行仿真,仿真結(jié)果如圖5所示。

圖5 式(9)模型和文獻(xiàn)[7]算法在異步條件下的誤碼率曲線

從圖5中可以看出,當(dāng)功率回退為-7 dB、誤碼率為10-2時,信噪比為24.2 dB,與圖4相同條件下的信噪比相比,具有3.8 dB的提升,當(dāng)功率回退為-10 dB、誤碼率為10-3時,信噪比為27.2 dB,與同步條件下的信噪比十分接近。

3.3 計算復(fù)雜度分析

由于在雙向中繼轉(zhuǎn)發(fā)衛(wèi)星通信中,地面通信站所發(fā)射的信號在到達(dá)中繼衛(wèi)星時,很難保持同步,因此在計算復(fù)雜度時,不考慮τ=0這種理想情況。對本文算法與文獻(xiàn)[7]算法進(jìn)行計算復(fù)雜度比較,結(jié)果如表1所示。其中假設(shè)平均每個柵格元素所需的訓(xùn)練符號數(shù)為50。

表1 2種算法的計算復(fù)雜度比較

從表1中可以看出,本文算法在總的元素數(shù)和訓(xùn)練階段所需符號數(shù)上都遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于文獻(xiàn)[7]算法,因此本文算法可以更加快速有效地完成衛(wèi)星通信的建立和信息傳輸。

4 總 結(jié)

本文提出了一種雙向衛(wèi)星中繼轉(zhuǎn)發(fā)自干擾消除算法,解決了雙向衛(wèi)星通信中由于自干擾強(qiáng)度大所造成的誤碼率較高、衛(wèi)星通信鏈路建立時間較長的問題。在不進(jìn)行星載預(yù)失真處理和地面通信盲均衡處理的前提下,通過延時寄存器對自身信號進(jìn)行延時抽頭構(gòu)建自干擾消除算法,以消減自身信號干擾,并使用網(wǎng)絡(luò)柵格算法對剩余信號進(jìn)行解碼,降低了誤碼率。仿真結(jié)果表明,在相同誤碼率條件下,本文算法的復(fù)雜度優(yōu)于全網(wǎng)絡(luò)柵格算法,在16APSK調(diào)制方式下,本文算法的復(fù)雜度僅為全網(wǎng)絡(luò)柵格算法的10%,可充分滿足衛(wèi)星通信鏈路建立時間的需求。

[1] MORIO T, TAKASHI S, HIDEKI T. Scintillation model of laser beam propagation in satellite-to-ground bidirectional atmospheric channels [J]. Acta Astronautica, 2012, 80(1): 58-64.

[2] SIDDALL G R, FOWLER G A, BEANLANDS B D, et al. “Seacycler”: a deep ocean profiler with full mooring two-way satellite communication [C]∥Proceedings of the International Offshore and Polar Engineering Conference. Piscataway, NJ, USA: IEEE, 2012: 493-501.

[3] HU Zhengqun, AI Guoxiang, ZHANG Lirong. A control system in satellite navigation and communication terminal [J]. Applied Mechanics and Materials, 2014, 513(1): 2888-2892.

[4] MORIO T, TAKASHI S, WERNER K. Overview of the laser communication system for the NICT optical ground station and laser communication experiments on ground-to-satellite links [J]. Journal of the National Institute of Information and Communications Technology, 2012, 59(1): 53-75.

[5] SKULIMOWSKI A M J. Web-based learning in remote areas: an evaluation of learning goals, scenarios and bidirectional satellite internet implementation [C]∥Proceedings of 12th International Conference on Web-based Learning. Piscataway, NJ, USA: IEEE, 2013: 50-60.

[6] YANG Zhenchao, WARNICK K F. A planar passive dual band array feed antenna for Ku band satellite communication terminals [C]∥Proceedings of IEEE Antennas and Propagation Society. Piscataway, NJ, USA: IEEE, 2012: 1-5.

[7] XU Chenguang, JOHN P, WILSON S G. Achievable information rates for nonlinear satellite channels in unidirectional and bidirectional relaying [C]∥Proceedings of IEEE Latin-America Conference on Communications. Piscataway, NJ, USA: IEEE, 2012: 1-4.

[8] PARK J, HA Y, CHUNG W. Reduced complexity MLSD equalizers based on bidirectional DFEs [J]. IEICE Transactions on Communications, 2012, 95(11): 3432-3438.

[9] ARTI M K, BHATNAGAR M R. Two-way mobile satellite relaying: a beamforming and combining based approach [J]. IEEE Communications Letters, 2014, 18(7): 1187-1190.

[10]TANG Liwen, LI Xiaojiang, LI Yiyong. Design and implementation of object monitoring and management system for satellite location [J]. Applied Mechanics and Materials, 2013, 385(1): 1531-1536.

[11]WILLIAM M, STEVEN A L, KIRK F, et al. Optical space-time division multiple access [J]. Journal of Lightwave Technology, 2012, 30(11): 1771-1785.

[12]FUJIEDA M, PIESTER D, GOTOH T, et al. Carrier-phase two-way satellite frequency transfer over a very long baseline [J]. Metrologia, 2014, 51(3): 253-262.

[13]THOTAHEWA K M S, KHAN J Y, YUCE M R. Power efficient ultra wide band based wireless body area networks with narrowband feedback path [J]. IEEE Transactions on Mobile Computing, 2014, 13(8): 1829-1842.

[14]LEONENKO G, LOS S O, NORTH P R J. Statistical distances and their applications to biophysical parameter estimation: information measures, m-estimates, and minimum contrast methods [J]. Remote Sensing, 2013, 5(3): 1355-1388.

[15]趙建偉, 賈維敏, 姚敏立. 移動衛(wèi)星通信系統(tǒng)組合姿態(tài)估計算法 [J]. 西安交通大學(xué)學(xué)報, 2014, 48(8): 1-6. ZHAO Jianwei, JIA Weimin, YAO Minli. An estimation algorithm with integrated attitudes for mobile satellite communication system [J]. Journal of Xi’an Jiaotong University, 2014, 48(8): 1-6.

[16]齊巍, 陸明泉, 李強(qiáng). 高動態(tài)測量系統(tǒng)中的自適應(yīng)信號成形濾波器設(shè)計 [J]. 西安交通大學(xué)學(xué)報, 2013, 47(6): 124-129. QI Wei, LU Mingquan, LI Qiang. Design of an adaptive signal shaping filter in high dynamic measurement systems [J]. Journal of Xi’an Jiaotong University, 2013, 47(6): 124-129.

(編輯 劉楊)

An Algorithm to Eliminate Self-Interference of Bidirectional Relaying for Satellite Communication Systems

TANG Chengkai1,LIAN Baowang1,ZHANG Lingling2

(1. School of Electronics and Information, Northwestern Polytechnical University, Xi’an 710072, China; 2. School of Marine Science and Technology, Northwestern Polytechnical University, Xi’an 710072, China)

An algorithm to eliminate self-interference of bidirectional relaying for satellite communication system is proposed to deal with the problem that the spectrum resource strain is increasing and adjacent band interference is hard to remove in satellite communication systems. Both the uplink and downlink transmission in grand stations occupy the common matching band and the relaying satellite plays the role of amplification and forwarding to achieve frequency reuse. Since the self-transmitted signal is known to certain ground terminal, the interference of its emission signal can be reduced by using the relay register to multitap sampling of itself transmitted signal, and calculating a weighted sum of the samples with the weights determined from interference of the multitap samples to received signal. The symbol is recovered from the residual signal by network grille. The algorithm dynamically adjusts the size of grille according the signal modulation and code delay length. The proposed algorithm can effectively reduce the decoding complexity, and shorten the satellite communication link establishment time, while the bit error rate is ensured. Simulation results and comparisons with the full network grille algorithm show that when the modulation is 16APSK the SNR are 27 dB and the bit error ratio is 10-3for both methods but the decoding complexity of the proposed method is only 10% of that of the full network grille algorithm.

satellite communication; bidirectional relaying; self-interference cancellation; frequency reuse; network grille

2014-06-04。

唐成凱(1985—),男,博士生;廉保旺(通信作者),男,教授,博士生導(dǎo)師。

國家自然科學(xué)基金資助項目(61301094);西北工業(yè)大學(xué)研究生創(chuàng)業(yè)種子基金資助項目(Z2012097)。

時間:2014-10-31

10.7652/xjtuxb201502013

TN91

A

0253-987X(2015)02-0074-06

網(wǎng)絡(luò)出版地址:http:∥www.cnki.net/kcms/detail/61.1069.T.20141031.1642.009.html