鄒 鷺，卜 剛，鄒志鵬

(南京航空航天大學(xué)，電子信息工程學(xué)院，江蘇南京 210016)

全球定位系統(tǒng)的研制和應(yīng)用是大國實力的象征，目前國際上導(dǎo)航衛(wèi)星系統(tǒng)主要有美國全球定位系統(tǒng)GPS、俄羅斯GLONASS全球?qū)Ш叫l(wèi)星系統(tǒng)、中國的北斗衛(wèi)星系統(tǒng)等。當(dāng)前市場上GPS的應(yīng)用已相當(dāng)廣泛，而北斗導(dǎo)航系統(tǒng)是我國自主研發(fā)、擁有獨立知識產(chǎn)權(quán)的全球衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)，現(xiàn)階段的應(yīng)用正處于起步階段。另外，隨著近年來不斷發(fā)展和完善的各種無線通信標(biāo)準(zhǔn)，各大通信公司都增加了對多標(biāo)準(zhǔn)、多模式、多頻段移動設(shè)備的興趣，而且根據(jù)衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)的定位原理及衛(wèi)星信號特征，為實現(xiàn)接收機快速、連續(xù)、精確定位，多個衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)組合使用是未來發(fā)展的趨勢［1］。于是可同時多種導(dǎo)航系統(tǒng)的多模用戶機應(yīng)運而生。多模用戶機除了可提升定位精度外，還可在其中一個系統(tǒng)失效時，另一系統(tǒng)即可發(fā)揮作用，這便可避免戰(zhàn)時被動局面的產(chǎn)生。即使美國像在伊拉克戰(zhàn)爭期間那樣關(guān)閉GPS，這種接收器將仍可從其他全球?qū)Ш叫l(wèi)星系統(tǒng)的衛(wèi)星上接收到信號［2］。因此，如何實現(xiàn)可兼容多種無線通信技術(shù)標(biāo)準(zhǔn)的多頻段移動接收終端成為了目前的研究熱點。

低噪聲放大器(Low Noise Amplifier，LNA)在整個接收機的設(shè)計中極為重要，根據(jù)噪聲系數(shù)級聯(lián)公式，作為接收路徑中的第一個增益級，LNA的噪聲因子將直接加到整個系統(tǒng)的噪聲系數(shù)上。對于接收系統(tǒng)而言，除了要求LNA具有較低的噪聲系數(shù)并且能夠提供足夠的增益外，為避免非線性對接收信號的影響，一般還要求LNA具有較高的線性度。本文介紹了一種寬帶LNA，采用帶有源極退化電感的共源共柵結(jié)構(gòu)，工作頻段適用于GPS，北斗及GLONOSS導(dǎo)航系統(tǒng)。

1 電路設(shè)計

1.1 帶源級負(fù)反饋電感的共源共柵結(jié)構(gòu)

在當(dāng)前LNA設(shè)計中，應(yīng)用最廣泛的是帶有源極負(fù)反饋電感的共源共柵結(jié)構(gòu)［3］，其結(jié)構(gòu)如圖1所示。這種結(jié)構(gòu)是一種窄帶放大器，主放大管是共源管M1，M1的柵漏電容會引起Miller效應(yīng)，共柵管M2用以減小此種效應(yīng)，進(jìn)而使得整體電路的反向隔離性能增強。同時源極負(fù)反饋電感可提供具有正實部的輸入阻抗，且該結(jié)構(gòu)可在功耗受限的情況下得到噪聲系數(shù)。

如圖2所示的小信號模型忽略了晶體管的輸出阻抗ro和Cgs之外的所有寄生電容，從等效電路中可得出，輸入阻抗為

圖1 帶源極負(fù)反饋電感的共源共柵結(jié)構(gòu)

式(1)中，gm為M1的跨導(dǎo);Ls是源極負(fù)反饋電感;Cgs是M1的柵源級電容;ωT是晶體管的特征頻率;ωT=gm/(Cgs+Cex)?？紤]到LNA的前級通常是分立的射頻帶通濾波器，而濾波器的特性直接受終端所接的負(fù)載影響，因此LNA的輸入阻抗一般設(shè)定為50Ω，以此配合濾波器［4］。若LC串聯(lián)諧振電路在工作頻率附近諧振，輸入阻抗的虛部為0，阻抗匹配時需要滿足的條件為

在晶體管尺寸一定時，通過選擇合適的Ls和Lg可使阻抗實部匹配到50Ω。

圖2 LNA小信號等效電路

1.2 寬帶LNA設(shè)計

上述推導(dǎo)可得Cascade結(jié)構(gòu)在工作頻率附近的窄帶范圍內(nèi)，可形成一個較好的輸入阻抗匹配。但在多模式要求下，LNA的工作頻段寬，衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)頻率要求如表1所示。在傳統(tǒng)設(shè)計中，接收機通常采用多個獨立的窄帶LNA并行工作于每個頻段，但這會成倍地增加尺寸、成本和功耗。為解決這一問題，本文采用寬帶結(jié)構(gòu)來實現(xiàn)LNA［5］。寬帶LNA必須在較寬的頻帶范圍內(nèi)實現(xiàn)輸入阻抗匹配、提供平坦的增益、盡量少地引入噪聲。本文在源極退化電感的基礎(chǔ)上引入了并聯(lián)反饋回路，這種結(jié)構(gòu)可以降低輸入端的品質(zhì)因子，從而提高輸入阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的帶寬，其結(jié)構(gòu)如圖3所示。

圖3 利用并聯(lián)反饋技術(shù)的寬帶LNA

Rf是反饋電阻，Cf是交流耦合電容，經(jīng)推導(dǎo)可得到放大器輸入端的品質(zhì)因子

式(3)中，RfM=Rf/(1－Av)是Rf的 Miller等效電阻，Av是放大器的開環(huán)電壓增益。本文在設(shè)計時先在中心頻點1.4 GHz處設(shè)計窄帶放大器，選擇Rf來拓展系統(tǒng)帶寬。

表1 3種衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)頻率對比

1.3 噪聲分析

根據(jù)經(jīng)典二端口噪聲理論，一個二端口網(wǎng)絡(luò)通過噪聲匹配網(wǎng)絡(luò)，在匹配最優(yōu)的情況下，可得到最小的噪聲系數(shù)Fmin，共源共柵結(jié)構(gòu)可近似采用MOS管的二端口噪聲模型分析，最小噪聲系數(shù)為［6－8］

對于低噪聲放大器而言，功耗是一個重要的限制條件，因此LNA的噪聲系數(shù)必然＞Fmin，可利用噪聲優(yōu)化手段來降低噪聲系數(shù)。根據(jù)文獻(xiàn)，當(dāng)給定的漏電流以及滿足匹配條件時，存在晶體管的最優(yōu)寬度使得功耗受限時噪聲系數(shù)達(dá)到最小，最優(yōu)寬度

式中，W為柵寬;L為柵長，Cox是單位面積的柵氧化層電容，式中的參數(shù)因不同的工藝而改變，需通過實際仿真進(jìn)行驗證。本文采用無錫上華CSMC 0.18μm工藝，此時得到的噪聲系數(shù)為FminP。

式中，F(xiàn)minP＞Fmin，這是由于與最佳匹配適配以及較大的源極負(fù)反饋電感引起的，但這種方法利用源端負(fù)反饋電感得到了較好的輸入匹配，同時在功耗受限的情況下使噪聲系數(shù)盡量減小，而輸入端的電感諧振提供了較大增益，因此其被廣泛應(yīng)用于CMOS低噪聲放大器的設(shè)計中。

2 電路仿真

經(jīng)計算后，得到整體電路原理如圖4所示。

圖4 寬帶低噪聲放大器整體電路

由于射頻CMOS集成電路設(shè)計的復(fù)雜程度越來越高，設(shè)計指標(biāo)也日益增高，使用計算機EDA仿真工具進(jìn)行輔助設(shè)計已成為趨勢，在進(jìn)行CMOS模擬射頻集成電路設(shè)計時Cadence ADE是應(yīng)用廣泛的仿真工具。通過射頻仿真軟件，對LNA進(jìn)行直流仿真，噪聲分析，S參數(shù)仿真和周期穩(wěn)定性仿真。仿真結(jié)果與理論計算值存在一定偏差，經(jīng)過調(diào)整，寬帶LNA的噪聲系數(shù)和S參數(shù)仿真結(jié)果如圖5～圖7所示。仿真結(jié)果表明，增益在多模式導(dǎo)航頻段內(nèi)達(dá)到10 dB以上，S11和S22均在－10 dB以下，符合工程要求。噪聲系數(shù)均＜2.3 dB，輸出1 dB壓縮點為－5.585 dB。

圖8是利用Virtuoso版圖設(shè)計平臺繪制的寬帶LNA版圖，本文所使用的器件模型和仿真標(biāo)準(zhǔn)均基于CSMC 0.18μm工藝庫。

圖5 S參數(shù)仿真結(jié)果

圖6 噪聲系數(shù)仿真結(jié)果

圖7 1 dB壓縮點仿真結(jié)果

圖8 多頻段LNA版圖

3 結(jié)果分析

表2是本文設(shè)計的LNA與其他文獻(xiàn)設(shè)計結(jié)果的對比。如表2所示，本設(shè)計在衛(wèi)星導(dǎo)航頻段上實現(xiàn)了較好的噪聲性能和線性度，同時也保證了足夠的增益。

表2 寬帶LNA性能比較

4 結(jié)束語

本文將并聯(lián)反饋技術(shù)應(yīng)用于帶源極負(fù)反饋電感的LNA中，使用CSMC 0.18μm工藝，設(shè)計了一種可同時工作于GPS、GLONASS衛(wèi)星系統(tǒng)以及北斗衛(wèi)星系統(tǒng)的寬帶LNA，得到了平坦的帶內(nèi)增益以及較低的噪聲系數(shù)。仿真結(jié)果表明，該低噪聲放大器模塊可滿足當(dāng)前各種導(dǎo)航系統(tǒng)的工作要求。

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