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        一種輸入輸出軌到軌CMOS運算放大器的設(shè)計

        2015-12-20 01:10:36李有慧
        電子科技 2015年6期
        關(guān)鍵詞:跨導(dǎo)共模偏置

        李有慧

        (無錫華潤上華科技有限公司上海分公司,上海 201103)

        軌到軌放大器是一種特殊類型的放大器,其共模電壓范圍可以從正電源電壓到負(fù)電源電壓[1]。軌到軌放大器應(yīng)用范圍廣泛,尤其在電源電壓日益降低的情況下。通常信號幅度會隨著電源電壓的降低而減小,在這種情況下,噪聲對電路的影響會明顯增大,信噪比則明顯減小。使用軌到軌放大器,可獲得最大的信號擺幅,使噪聲對電路性能的影響降低。

        實現(xiàn)軌到軌的方法之一是使用耗盡型器件。由于采用了離子注入技術(shù),耗盡型器件的閾值電壓可以是負(fù)值,盡管這種技術(shù)使得軌到軌輸入級的電源電壓可降低至1 V,但由于標(biāo)準(zhǔn)CMOS技術(shù)不支持耗盡型晶體管,因此這種方法在CMOS工藝中基本不被采用。

        放大器的輸出端易實現(xiàn)軌到軌,只需將兩個輸出晶體管的漏極相連,輸出加容性負(fù)載,即可實現(xiàn)輸出的軌到軌。但在輸入端實現(xiàn)軌到軌則較復(fù)雜。原則上只能是折疊式共源共柵結(jié)構(gòu)才能使輸入端包含電源電壓的軌。這種技術(shù)是實現(xiàn)所有軌到軌輸入放大器的基礎(chǔ)。

        文中探討了一種兩級恒跨導(dǎo)的軌到軌CMOS運算放大器,由軌到軌恒定跨導(dǎo)輸入級、求和電路及AB類輸出級構(gòu)成。為減小芯片面積、噪聲和失調(diào),將AB類輸出級控制部分嵌入到折疊共源共柵求和電路中。與其他輸入輸出軌到軌運算放大器相比,由于其電路結(jié)構(gòu)簡單、緊湊、芯片面積小、性能高,所以可廣泛應(yīng)用于VLSI的設(shè)計中。采用CSMC 0.18μm工藝模型進行仿真并流片驗證。

        1 理論分析

        1.1 輸入級

        共模輸入范圍超過或至少包含兩個電源電壓軌需要輸入級是NMOS和PMOS差分對并聯(lián)。圖1給出了一個這樣的輸入級,這級電路有兩個不希望產(chǎn)生的特性[2]。

        圖1 軌到軌共模電壓范圍的輸入級

        (1)若輸入對中的一對關(guān)掉了,輸入電壓失調(diào)會發(fā)生變化,這發(fā)生在狹窄的共模輸入電壓范圍內(nèi)。對這些接近軌的關(guān)斷區(qū)域中,式(1)可用于近似共模抑止比(CMRR)

        其中,Vic是共模輸入輸入電壓;Vos是放大器的失調(diào)。對文獻[3~4]所報告的軌到軌輸入電路,式(1)給出了較低的共模抑止比(30~40 dB)。

        (2)這級電路的跨導(dǎo)不恒定,不利于最優(yōu)的頻率補償,且影響諧波總失真(THD)性能。文獻[5]中給出的電路,如圖2所示。解決了第2個問題,但若應(yīng)用于CMOS電路,仍會有較差的CMRR特性,因電流在窄的共模輸入信號范圍內(nèi)從一對切換到另一對。

        圖2 帶恒流偏置的軌到軌共模電壓范圍的輸入級

        這一問題在圖3所示的輸入級中得到了解決。電阻R和M5所拉出來的電流基本正比于共模輸入電壓,因此將電流IP在兩對輸入對中進行分配。當(dāng)共模輸入電壓變化時,一對的尾電流逐漸增加,另一對的尾電流逐漸減小。結(jié)果,失調(diào)電壓漸進地變化,這樣就提高了CMRR。在一個5 V設(shè)計中與原有的解決方案相比,通常CMRR可有20 dB的增加。來自負(fù)電源的電源抑止比(PSRR-)不會降低,因此M4-R-M5的通道只影響信號的共模部分。

        無論兩對輸入對是工作在弱或中度反型區(qū),均可獲得近似恒定的跨導(dǎo),因電流鏡M3和M4使得尾電流的和保持恒定。M5在較低的輸入共模信號下,有助于保持尾電流的和是個常數(shù)。其作用類似于電平位移器只有當(dāng)M3飽和時才會迫使電流流入M4。

        工作在弱反型區(qū)時n通道和p通道的斜率系數(shù)之間的差異[6]會影響跨導(dǎo)的和。這種影響可以通過選擇合理的電流鏡的比例來抵消。設(shè)計的運算放大器電路的輸入級采用了圖3所示的結(jié)構(gòu)。

        圖3 改善后CMRR的軌到軌共模輸入電壓的輸入級

        1.2 電流求和電路

        軌到軌運算放大器另一個重要模塊是電流求和電路[7]。實現(xiàn)電流求和電路的傳統(tǒng)方法如圖4所示,此方法會導(dǎo)致零極點位置及低頻增益的劇烈變化,不利于頻率補償。

        圖4 傳統(tǒng)求和電路

        如圖4所示,M1a和M1b的偏置電流IB除了要為NMOS輸入差分對提供電流IN外,還需提供偏置電流IF。因輸入級NMOS差分對的電流隨著共模電壓VCM的變化而變化,其值可從0變化到2IN以上,其中IN為NMOS差分對在共模電壓中間時的值。所以,晶體管M1a和M1b的偏置電流要能為NMOS差分對提供這樣的電流增量還要為電流求和電路提供最小的靜態(tài)電流。

        另一方面,當(dāng)共模輸入電壓為中間值或負(fù)電源電壓時,M1a和M1b中額外部分的偏置電流將流過晶體管M2a和M2b,因此改變了這些晶體管的靜態(tài)偏置電流,從而改變了其的跨導(dǎo)和輸出阻抗。這些變化將導(dǎo)致運算放大器零極點位置以及低頻增益的變化。為了優(yōu)化運算放大器的低頻增益、頻率補償、功耗及諧波失真,穩(wěn)定這些晶體管的靜態(tài)電流很重要。

        文中采用了浮柵電壓源[8]來穩(wěn)定求和電路中的靜態(tài)電流,即在晶體管M2b和M3b的漏極之間插入浮柵電壓源M5b和M6b,具體實現(xiàn)在圖5運算放大器主體電路中給出。

        圖5 運算放大器主體電路

        直流電流流過M5b和M6b,但沒有交流電流從中通過,其屏蔽了交流行為,對來自第一級的電流表現(xiàn)為一個無窮大的交流阻抗。

        1.3 輸出級

        在運算放大器輸出級的設(shè)計中,為了提高效率,輸出級必須要有大的擺幅和盡可能小的靜態(tài)電流。共源極AB類輸出級就具有這樣的特點。

        AB類輸出級在沒有輸出電流時,輸出晶體管被偏置在一個相對較小的靜態(tài)電流下,有效地減小了交越失真[9],同時也可保證最大動態(tài)輸出電流遠(yuǎn)大于靜態(tài)電流,從而提高輸出級的效率。AB類輸出級的關(guān)鍵在于保持兩個輸出晶體管柵極間電壓的恒定。如圖6所示,在此的AB類控制采用兩個浮柵MNC和MPC,相對于使用電阻,可有效減小芯片面積。AB類浮柵控制形成兩個跨導(dǎo)線性環(huán) MPA、MPB、MPC和 MPO以及MNA、MNB、MNC和MNO,確定了兩輸出管的靜態(tài)電流,固定了兩輸出管MPO和MNO柵源之間的電壓。

        AB類輸出級的具體原理如下:Iin1和Iin2為兩個同相位的交流小信號電流源,設(shè)Ib1=Ib2=Ib3=Ib4=I;Iin1=0,Iin2=0。MPA、MPB和MPC構(gòu)成了MPO的偏置電路,MNA、MNB和MNC構(gòu)成了MNO的偏置電路,分別決定了MPO和MNO的靜態(tài)偏置電流。設(shè)

        因此,MPB和MPC,MPA和MPO同為一個柵源電壓;同理,MNB和MNC,MNA和MNO也同為一個柵源電壓,若 Ids,MPO=mI,Ids,MNO=mI;則

        各管的寬長比還應(yīng)滿足如下要求

        因A、B間可視為一個浮動電壓源,交流小信號下可視為短路,即VA=VB。于是有如下兩種情況:

        (1)當(dāng)Iin1=Iin2>0時(流入節(jié)點A和B),節(jié)點A和B電壓將升高,最終MPO截止、MNO導(dǎo)通,VA=VB=VDD。

        (2)當(dāng)Iin1=Iin2<0時,MPO 導(dǎo)通、MNO 截止,VA=VB=0,從而實現(xiàn)軌到軌的大動態(tài)輸出。

        采用這種結(jié)構(gòu),當(dāng)一個輸出管的電流較大時,另一個輸出管的電流能保持一個最小值Imin。該Imin可防止MOS管進入截止?fàn)顟B(tài)。只要MOS管不進入截止?fàn)顟B(tài),就不會產(chǎn)生開關(guān)延遲和交越失真。

        傳統(tǒng)的米勒補償要求在輸出管的柵漏兩端分別接入兩個補償電容。由于電容的前饋通路,米勒補償引入了一個相平面右側(cè)的零點,該零點減小了相位裕度,限制了單位增益帶寬。

        本文通過共源共柵補償來消除這個零點,用較小的補償電容就實現(xiàn)了頻率補償,獲得了較高的單位增益帶寬[10]。

        2 仿真分析

        圖7是輸入級的總跨導(dǎo)gmtot隨共模輸入電壓變化的仿真結(jié)果。橫軸是輸入共模電壓,縱軸是輸入級的總跨導(dǎo),單位S。

        圖7 輸入g mtot隨共模輸入電壓的變化

        在本文的設(shè)計中,共模輸入電壓從地變化到電源電壓,輸入gm的變化僅為5.5%。

        圖8是運算放大器在電源電壓為3.3 V,共模輸入電壓為1.65 V,負(fù)載電阻為10 kΩ,負(fù)載電容為10 pF,補償電容為1.8 pF時的開環(huán)頻率特性。仿真結(jié)果表明低頻增益約為107 dB,相位裕度約為61°,單位增益帶寬約為4.5 MHz。

        圖8 運放開環(huán)幅頻和相頻曲線

        3 實驗測試與分析

        電路在CSMC0.18μm 1P6M工藝平臺上進行了流片,芯片面積為0.067 km2。芯片照片如圖9所示。

        圖9 放大器芯片照片

        為測試電路的瞬態(tài)特性如輸入輸出軌到軌的特性,翻轉(zhuǎn)速率(SR)和穩(wěn)定時間(ST),將放大器接成單位增益緩沖器的形式進行測試。

        圖10是輸入為0到電源電壓3.3 V的斜波信號,輸出跟隨輸入變化,也可從0~3.3 V。其中上面的波形是輸入信號,下面的波形是輸出信號。縱坐標(biāo)是1 V/格,橫坐標(biāo)是2 ms/格。

        圖10 輸入輸出軌到軌的測試

        圖11是SR的測試結(jié)果,為了測試上升沿的SR+而將波形進行放大,其中陡峭的信號是輸入信號,緩慢的信號是輸出信號。

        圖11 將上升沿放大后的SR測試結(jié)果

        圖12是ST的測試結(jié)果,為測試上升沿的ST+而將波形進行了放大,其中陡峭的信號是輸入信號,緩慢的信號是輸出信號。

        圖12 將上升沿放大后的ST測試結(jié)果

        表1是該運算放大器典型性能的總結(jié)。其中SR+是上升沿的SR,SR-是下降沿的SR;ST+是上升沿的ST,ST-是下降沿的ST。

        表1 運算放大器性能總結(jié)

        4 結(jié)束語

        探討了一種輸入輸出軌到軌運算放大器的設(shè)計。該運算放大器的輸入級總跨導(dǎo)在整個共模范圍內(nèi)變化僅為5.5%。運算放大器采用AB類推挽輸出結(jié)構(gòu),并且將其與求和電路有機結(jié)合。整個運算放大器采用共柵米勒補償,從而得到較大的帶寬。芯片在華潤上華0.18μm工藝平臺上進行了流片。對芯片的性能進行了測試,測試結(jié)果和設(shè)計目標(biāo)一致。此種運算放大器不僅可廣泛應(yīng)用于模擬集成電路和數(shù)?;旌想娐分?,也可用于其他VLSI的設(shè)計中。

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