魏麗君，謝永超

（1.中南大學地球科學與信息物理學院，湖南 長沙 410083；2.湖南鐵道職業(yè)技術(shù)學院，湖南 株洲 412001）

鏈式靜止同步補償器控制系統(tǒng)的研究與設(shè)計

魏麗君1，2，謝永超2

（1.中南大學地球科學與信息物理學院，湖南 長沙 410083；2.湖南鐵道職業(yè)技術(shù)學院，湖南 株洲 412001）

該文基于串聯(lián)多電平技術(shù)，完成一套鏈式靜止同步補償器控制系統(tǒng)的研究與設(shè)計。根據(jù)反饋解耦控制算法和單級倍頻載波相移正弦脈寬調(diào)制方法，采用串聯(lián)多電平技術(shù)，以TMS320F28335為核心處理器，采用軟件算法實現(xiàn)補償器直流側(cè)電壓均衡控制。設(shè)計鏈式結(jié)構(gòu)的三相電壓源逆變器，構(gòu)成鏈式靜止同步補償器系統(tǒng)，實現(xiàn)系統(tǒng)無功補償控制。經(jīng)過試驗測試，結(jié)果表明：該系統(tǒng)的無功補償效果與理論一致，設(shè)計可行、可靠。

無功補償；反饋解耦控制算法；串聯(lián)多電平；鏈式靜止同步補償器

0　引　言

隨著電力行業(yè)的日益發(fā)展和相關(guān)新型裝置的廣泛運用，電能質(zhì)量問題日益凸顯。諧波的存在造成了無功功率的增加，給電網(wǎng)造成了污染，同時也增加了設(shè)備的容量。因此，開發(fā)新的智能裝置，對電力系統(tǒng)進行無功補償顯得越發(fā)重要。目前主要采用靜止無功補償器（SVC）和靜止同步補償器（STATCOM）進行無功功率的補償[1-3]。SVC目前在同容量成本上較STATCOM低，但在動態(tài)響應速度和可控性能方面，STATCOM遠優(yōu)于SVC。STATCOM還可以設(shè)計用作濾除電力系統(tǒng)諧波的有源濾波器[4-5]。

本文根據(jù)反饋解耦控制算法和單級倍頻載波相移正弦脈寬調(diào)制方法，采用串聯(lián)多電平技術(shù)，以TMS320F28335為核心處理器，用軟件算法實現(xiàn)補償器直流側(cè)電壓均衡控制，設(shè)計了鏈式結(jié)構(gòu)的三相電壓源逆變器，構(gòu)成了鏈式靜止同步補償器系統(tǒng)，實現(xiàn)對電網(wǎng)的無功補償。相比傳統(tǒng)的無功補償設(shè)備，本文設(shè)計的系統(tǒng)具有調(diào)節(jié)速度、運行范圍寬的優(yōu)點，而且在采取多重化、多電平或PWM技術(shù)等措施后可減少補償電流中諧波的含量[6-8]。

1　系統(tǒng)設(shè)計方案

本設(shè)計的主要目的是實現(xiàn)電網(wǎng)的無功補償，采用串聯(lián)多電平技術(shù)，系統(tǒng)分為主電路和控制電路兩部分。系統(tǒng)總體電路結(jié)構(gòu)圖如圖1所示。

圖1　系統(tǒng)整體硬件框圖

2　系統(tǒng)硬件設(shè)計

2.1系統(tǒng)硬件結(jié)構(gòu)框圖

系統(tǒng)由主電路和控制電路兩部分組成，硬件結(jié)構(gòu)框圖如圖2所示。主電路拓撲為串聯(lián)5電平逆變器；控制電路主要包括DSP控制器、24路PWM波形發(fā)生器等。其中DSP主要完成相關(guān)控制算法、負載電流的檢測、補償電流的采樣等。而24路PWM波形發(fā)生器采用FPGA實現(xiàn)[9]。

圖2　系統(tǒng)硬件結(jié)構(gòu)框圖

2.2控制電路硬件設(shè)計

2.2.1控制電路總體結(jié)構(gòu)

控制電路是整個系統(tǒng)的重要組成部分，采用FPGA+DSP的全數(shù)字控制平臺方案，其結(jié)構(gòu)如圖3所示。其中，F(xiàn)PGA主要實現(xiàn)PWM信號的產(chǎn)生，而直流側(cè)電壓控制、基波電網(wǎng)電壓鎖相、統(tǒng)過壓、過流保護、指令電流運算系等功能則由DSP負責實現(xiàn)。為了確保采樣的精度，采用3片AD7656對三相電網(wǎng)電壓usa、usb、usc，三相電網(wǎng)電流isa、isb、isc，STATCOM輸出電流 ica、icb、icc以及負載電流 ila、ilb、ilc，各 2H橋直流側(cè)電容電壓udck（k=1，2，…，6）共18路信號進行轉(zhuǎn)換。

圖3　控制電路硬件結(jié)構(gòu)框圖

2.2.2信號調(diào)理電路

信號調(diào)理電路分為兩級，如圖4所示。第1級主要去除信號中的高頻干擾，設(shè)計采用抗混疊低通濾波器；第2級主要完成信號放大，將經(jīng)過濾波處理后的信號幅值調(diào)整到合適范圍后由A/D轉(zhuǎn)換器完成模數(shù)轉(zhuǎn)換[10]。

圖4　信號調(diào)理電路

根據(jù)采樣信號的頻率（50 Hz），設(shè)計截止頻率為100Hz的一階低通濾波器，并同相輸入；其中，C1=0.1 μF，R1=10 kΩ，R2=10 kΩ，R3=510 Ω，R5=6.2 kΩ，R6=6.6kΩ，R8=20kΩ。

2.2.3過零點檢測電路

在硬件設(shè)計過程中，為了實現(xiàn)控制算法，需要對變換過程中的信號進行同步，而準確鎖相要求電路能夠準確檢測出正弦電網(wǎng)電壓信號的過零點，為后面采用軟件方法實現(xiàn)鎖相提供條件，過零點檢測電路如圖5所示。

圖5　過零點檢測電路

為了保證同相以及實現(xiàn)信號的隔離，設(shè)計加入一個反相跟隨電路。由于電網(wǎng)電壓存在一定的干擾，故設(shè)計采用遲滯比較電路，滯后量由R13和R15決定，取滯后量為1mV，根據(jù)上圖，可得滯后量的表達式為

式中：VOH——輸出端高電頻，mV；

VOL——輸出端低電頻，mV。

選取R15為1MΩ，R13為10kΩ。由LM311的特性可得：電路中輸入的正弦波信號高于零電壓時，輸出為高電平；低于零電壓時，則輸出低電平。因此通過該電路，正弦信號將變?yōu)榉讲ㄐ盘?，其幅值?V。其上升沿對應正弦波的過零點。因此，DSP捕捉過零點檢測電路輸出信號的上升沿，即可得到原正弦信號的過零點。

2.2.4保護電路

過壓過流保護電路如圖6所示。

圖6　保護電路

保護電路的輸入端接信號調(diào)理電路的輸出，電路分為3級。第1級為LM324與二極管組成的取絕對值電路，將正負電壓轉(zhuǎn)化為正電壓以便進行比較。第2級跟隨器電路由LM324構(gòu)成，其輸出接入由LM311組成的第3級比較電路。正常情況下，調(diào)理電路的輸出信號幅值為0～8V，所以非故障情況下，輸入LM311的信號幅值最大為8V。因此，設(shè)置保護電路的電壓閾值為9V。

3　系統(tǒng)軟件設(shè)計及指令電流計算的軟件實現(xiàn)

3.1系統(tǒng)軟件設(shè)計

系統(tǒng)的軟件設(shè)計包括3個環(huán)節(jié)：

1）按照反饋解耦的控制算法對采樣信號進行處理，得到無功補償?shù)闹噶铍妷盒盘枴?/p>

2）根據(jù)指令電壓信號生成驅(qū)動開關(guān)管的PWM信號。

3）實現(xiàn)功率單元和控制單元通信。

3.2指令電流計算的軟件實現(xiàn)

無功補償?shù)闹噶铍妷盒盘柺峭ㄟ^反饋解耦控制算法計算得出的，程序主要分為主程序和定時器中斷程序兩部分。

1）主程序流程圖

主程序流程如圖7所示。主程序中，DSP主要完成H橋模塊開關(guān)管的開關(guān)信號轉(zhuǎn)換為不同頻率的方波。

圖7　主程序流程圖

2）捕獲中斷子程序流程圖

捕獲中斷子程序流程如圖8所示，此中斷由過零點檢測電路輸出方波的上升沿觸發(fā)。

圖8　捕獲定時器中斷程序流程圖

3）EPWM1定時器中斷程序流程圖

EPWM1定時器中斷程序流程如圖9所示，其主要任務就是在確定工作狀態(tài)無故障的情況下，計算得出指令電壓信號，對其進行調(diào)整，得到PWM的調(diào)制波信號。

圖9　EPWM1定時器中斷程序流程圖

4）狀態(tài)解耦控制及直流側(cè)電壓控制程序流程圖

狀態(tài)解耦控制算法及直流側(cè)電壓控制算法的軟件實現(xiàn)流程如圖10所示，首先，進行所需要的各電氣量的采樣，當捕獲計數(shù)值達到要求后，計算dq變換所需要的數(shù)學量值及直流電壓控制所需要的電流、電壓量值，然后對三相補償電流和電網(wǎng)電壓進行dq變換，同時進行指令電流運算和PI調(diào)節(jié)，輸出量經(jīng)dq反變換即可得到指令電壓信號。

圖10　狀態(tài)解耦控制程序流程圖

4　試驗測試及結(jié)果

本設(shè)計的裝置主要是補償電網(wǎng)無功功率，主要測試：

1）測試各模塊直流側(cè)電壓的穩(wěn)定和均衡性。

2）測試STATCOM輸出端電壓波形，驗證單級倍頻CPS-SPWM調(diào)制方法的正確性。

3）測試STATCOM輸出電壓電流波形，檢驗系統(tǒng)的無功補償效果。

4）測試系統(tǒng)過壓過流等故障情況下的保護功能。

4.1直流側(cè)電壓啟動過程及控制效果

首先，測試直流側(cè)電壓的啟動過程，共分為兩個步驟：1）在A、B、C三相H橋模塊各串聯(lián)一個57Ω的限流電阻，使變流器的開關(guān)管IGBT處于閉鎖狀態(tài)，利用與IGBT開關(guān)管的反并聯(lián)二極管實現(xiàn)不可控整流，從電網(wǎng)吸收有功功率，對H橋直流側(cè)電容充電，結(jié)束后，直流側(cè)電壓進入穩(wěn)態(tài)，即H橋模塊直流側(cè)電容電壓之和等于電網(wǎng)線電壓峰值；2）時間繼電器動作將限流電阻短接，然后解鎖整個變流器的開關(guān)管驅(qū)動脈沖，利用PWM高頻整流繼續(xù)從電網(wǎng)吸收有功功率，將直流側(cè)電容電壓升高到給定值并穩(wěn)定在其附近。

實驗時，利用三相可編程電源模擬三相電網(wǎng)，若給定電網(wǎng)電壓為40 V，第1階段為開關(guān)管反并聯(lián)二極管不控整流階段，穩(wěn)定后H橋模塊直流側(cè)電壓為24.5V，當H橋模塊直流側(cè)電壓值趨于穩(wěn)定以后控制繼電器動作把限流電阻短接，進入第2階段，即PWM高頻整流，實驗波形如圖11所示。

圖11　直流側(cè)電壓啟動過程波形

圖12給出了PWM高頻整流階段H橋模塊直流側(cè)電壓的實驗波形，兩個H橋模塊的直流側(cè)電壓恒定上升到給定值75V附近。這是因為，當H橋單相電路模塊電壓值接近給定值時，PI調(diào)節(jié)器開始起作用，使得調(diào)節(jié)后的電壓值不至于升得過高，而是穩(wěn)定在給定值75V附近。

圖12　穩(wěn)定后A相兩個H橋模塊直流側(cè)電壓

4.2單級倍頻CPS-SPWM技術(shù)

直流側(cè)電壓穩(wěn)定后，即可啟動系統(tǒng)進行無功補償。系統(tǒng)主電路為基于串聯(lián)多電平的電壓源逆變器，驅(qū)動信號的生成采用單級倍頻CPS-SPWM技術(shù)，按照圖2～圖10所示算法，單相逆變器的輸出端相電壓應為5電平類似正弦信號的階梯狀波形。由于主電路采用Δ型連接，測試Ca，Cb，Cc任意兩點間電壓波形，得到的是三相線電壓，根據(jù)相電壓波形，可知線電壓應為9電平階梯狀類似正弦信號的波形，即為補償器輸出濾波前的電壓波形。用示波器測量Ca、Cb兩點間電壓，得到的結(jié)果如圖13所示。

圖13　補償器輸出端濾波前電壓波形

圖中給出了補償器輸出濾波前電壓的實驗波形，電壓共9電平，頻率50Hz，與單級倍頻CPS-SPWM技術(shù)理論分析結(jié)果一致，證明了這種PWM信號調(diào)制方法的正確性。

4.3無功補償效果測試

將負載與電網(wǎng)斷開，此時補償裝置和電網(wǎng)直接相連，補償器輸出端電流超前電壓90°，電壓幅值高于電網(wǎng)電壓，測量補償器輸出端濾波后電流及采樣電壓，得到的結(jié)果如圖14所示。其中，電流為補償器輸出端電流，電壓為DA輸出的補償器輸出端電壓的采樣值。由圖可知，補償器輸出端電流相位超前電壓相位約90°，補償器工作在容性工況，與理論結(jié)果一致。

圖14　補償器輸出端濾波后電流及采樣電壓波形

4.4過流保護測試

當裝置在正常運行或啟動時，當裝置電流輸出大于額定電流20A的10%，即22A時，系統(tǒng)進入過流保護，閉鎖PWM脈沖，故障指示燈亮。當電流恢復到正常范圍，系統(tǒng)恢復正常運行。

5　結(jié)束語

根據(jù)測試實驗，可得以下實驗結(jié)論：

1）直流側(cè)電壓啟動過程及控制效果測試結(jié)果表明，文中設(shè)計采用的控制方法能夠?qū)崿F(xiàn)直流側(cè)電壓的穩(wěn)定和均衡控制。

2）單采用級倍頻CPS-SPWM技術(shù)能夠得到多電平輸出電壓。

3）無功補償效果測試結(jié)果與理論一致。

4）過壓過流保護測試結(jié)果符合設(shè)計要求。

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Research and design of control system for cascade static synchronous compensators

WEI Lijun1，2，XIE Yongchao2
（1.School of Geosciences and Info-Physics，Central South University，Changsha 410083，China；2.Hu’nan Railway Professional Technology College，Zhuzhou 412001，China）

A control system for cascade static synchronous compensators has been developed on the basis of cascaded multilevel technology.In combination with feedback decoupling control algorithm and sinusoidal pulse width modulation for single-level frequency doubling carrier phase shifting，using cascaded multilevel technology，TMS320F28335 as core processor and software algorithm were employed to realize compensator DC-side voltage balancing control.A chain-linked three-phase voltagesourceinverterwasdesignedaccordinglytoconstituteacascadestaticsynchronous compensator system，thus achieving the goal of reactive power compensation control.Tests prove that the system is feasible and reliable.

reactive power compensation；feedback decoupling control algorithm；cascaded multilevel；cascade static synchronous compensator

A

1674-5124（2015）12-0100-06

10.11857/j.issn.1674-5124.2015.12.025

2015-01-20；

2015-03-06

魏麗君（1983-），男，湖南婁底市人，講師，碩士，研究方向為智能儀器與儀表、電子技術(shù)。