王春芳 陳杰民 李 聃 孫 會

（1. 青島大學自動化工程學院 青島 266071 2. 海爾集團技術研發(fā)中心 青島 266103）

1 引言

隨著電力電子技術的發(fā)展，制約互感耦合式無線電能傳輸（簡稱 IPT）電源實用化的一些關鍵技術諸如諧振參數(shù)、諧振頻率、補償方式和穩(wěn)定性等正逐步被科研人員所突破[1-6]。然而，傳統(tǒng)的IPT電源拓撲電路一般只能實現(xiàn)一種軟開關方式即電流型電路只能實現(xiàn)零電壓導通，電壓型電路只能實現(xiàn)零電流關斷[7-9]，致使電源的傳輸效率無法進一步提高；另外，為提高電源的功率因數(shù)，通常在傳統(tǒng)IPT電源的一次增加鎖相環(huán)電路，使線圈工作在諧振狀態(tài)，但是該方法會出現(xiàn)頻率分差現(xiàn)象，導致系統(tǒng)穩(wěn)定性降低[10-13]。目前在1kW以內的功率傳輸場合，主電路一般采用半橋電路或者推挽電路，大于1kW的場合大多采用全橋電路[5,6]。對于追求低成本、高可靠性和大量生產的家電領域用IPT電源來說，由以上拓撲電路制作的產品仍顯得體積大、成本高，難以被廣泛普及。然而現(xiàn)有技術生產的單管型 IPT產品，由于傳輸功率較小，其應用僅局限于為手機、平板電腦等小功率電器充電的場合[14-16]。為此有必要突破現(xiàn)有技術瓶頸，尋求一款傳輸功率在1kW左右且具有低成本、高可靠性、高效率和高功率因數(shù)的家電領域用單管型IPT電源。

針對上述問題，本文提出了一種用單個開關管逆變就能實現(xiàn)IPT的電源。該電源主電路一次側借鑒了并聯(lián)諧振式電磁爐的一次電路，而其二次電路和電磁爐截然不同。電磁爐的二次線圈由一次線圈在電炒鍋上形成的渦流環(huán)形成，通過渦流發(fā)熱來加熱食物；而所提出的IPT電源的二次側由距離30mm的感應線圈、并聯(lián)補償電容、高頻全橋整流橋、濾波電容和廚用豆?jié){機（或果蔬機）負載組成，電機負載需要有效值220V、100Hz的正弦波為其供電。電磁爐在控制上僅需固定的脈寬+暫載率控制即可，而所提方案采用PWM+PFM組合的控制方法，既可使開關管實現(xiàn)零電壓導通和零電壓關斷，又使系統(tǒng)在開關管導通和關斷期間均可傳輸能量，從而降低了開關損耗，增加了可靠性，突破了單管電源輸出功率小的技術瓶頸，其傳輸功率可達1kW，保證了電能的高效利用。與同功率的半橋和全橋 IPT電源相比，單管IPT電源由于只有一個開關管且在導通和關斷時都實現(xiàn)了軟開關，具有電路結構簡單、體積小、成本低、可靠性和效率高的特點，仿真及實驗均表明了上述特點。

2 所研究的IPT電源系統(tǒng)

2.1 IPT電源的系統(tǒng)結構

所研究IPT電源的系統(tǒng)結構圖如圖1所示。電感Li和電容Ci組成LC濾波電路，用于提高電路的功率因數(shù)，代替?zhèn)鹘y(tǒng)IPT電源里的鎖相環(huán)電路；電阻R1和R2組成電壓檢測電路，用于檢測LC濾波后的電壓，由此判斷IPT電源的輸入電壓是否過電壓或欠電壓；一次發(fā)射線圈Lp、一次補償電容Cp、二次接收線圈Ls及二次補償電容Cs組成諧振耦合網(wǎng)絡，Cp對Lp進行諧振補償；Cs對Ls進行諧振補償，并通過Vce檢測電路實現(xiàn)開關管Q的零電壓導通和零電壓關斷。單片機控制電路用于控制功率傳輸，并通過驅動電路，控制開關管Q。

圖1 系統(tǒng)結構Fig.1 System structure diagram

AC220V經(jīng)全橋整流、LC濾波后轉換成峰值310V的電壓，單管逆變電路將該電壓轉換為高頻方波電壓并施加到Lp的兩端，由Lp將能量傳遞給Ls，Ls兩端的電壓經(jīng)全橋整流和電容Co濾波后轉換成有效值為 220V的電壓供負載使用。電壓檢測電路和電流檢測電路一起用于調控電源的輸出功率。

2.2 IPT電源的工作過程

圖2為所研究IPT電源的工作過程波形圖。

（1）階段 1（t0～t1）。在這一階段，驅動信號Vge由低電平變?yōu)楦唠娖?，由于電感電流iLp為負，開關管Q的二極管導通。

（2）階段 2（t1～t2）。電感電流iLp由負變正，開關管 Q導通，電感電流iLp流經(jīng)開關管 Q，由于電容Cp電壓pCV˙等于輸入電壓，開關管電流Ice近似線性增加。

（3）階段3（t2～t3）。驅動信號Vge由高電平變?yōu)榈碗娖剑_關管 Q關斷，電感電流iLp由電容Cp續(xù)流，由于電容Cp電壓pCV˙緩慢下降，開關管耐壓Vce緩慢上升，因此，開關管Q為零電壓關斷。從t2時刻起，電感Lp與電容Cp進入諧振狀態(tài)。

（4）階段 4（t3～t4）。到t3時刻，電容Cp電壓放電到零，電感電流iLp給電容Cp反向充電，到t4時刻，電容Cp電壓pCV˙諧振到最大值，此時開關管Q耐壓Vce達到最大值。

（5）階段 5（t4～t5）。到t4時刻，電感電流iLp變向，電容Cp開始放電，開關管 Q耐壓降低；到t5時刻，電容Cp電壓VCp放電到零，電感電流iLp依然為負。

（6）階段 6（t5～t6）。t5時刻之后，電感Lp又給電容Cp充電，電容電壓上升；到t6時刻，電容電壓pCV˙上升為輸入電壓，并鉗位到此值，此時開關管耐壓降Vce=0，由于電感電流iLp仍舊為負，開關管的體二極管導通。

（7）階段 7（t6～t7）。此階段為死區(qū)時間，t7時刻，驅動信號Vge再次到來，由于電感電流iLp依舊為負，且開關管Q的體二極管已經(jīng)導通，因此實現(xiàn)開關管的零電壓導通。至此，一個開關周期結束。

圖2 主電路工作波形Fig.2 Operating waveforms of the main circuit

2.3 IPT電源的主電路建模

通過互感模型法對主電路進行分析，可得圖 3所示IPT電源主電路的等效電路。該圖由直流輸入、開關網(wǎng)絡、諧振耦合網(wǎng)絡、二次全橋整流、電容濾波和直流輸出組成。圖3中i.FHAu˙ 為諧振網(wǎng)絡的輸入電壓，Rp、Rs分別為一次、二次線圈內阻，M為發(fā)射線圈Lp與接收線圈Ls的互感，Ro為負載電阻，R為等效負載，Zs為二次回路等效阻抗，Ze為二次回路等效到一次電路的等效阻抗。諧振耦合網(wǎng)絡的一次發(fā)射線圈采用并聯(lián)電容Cp補償，二次接收線圈采用并聯(lián)電容Cs補償[17-19]。其中，Cp采用耐壓較高的電容，Cs采用耐流較大的電容，且Cp、Cs的頻率穩(wěn)定性都較高。

圖3 主電路的等效電路Fig.3 The equivalent circuit diagram of the main circuit

通過對圖3所示的等效電路進行建模和分析，并根據(jù)文獻[4,7]的推導方式可推導出

諧振網(wǎng)絡的輸入電壓為

由于i.FHAu˙ 為一方波電壓，其基波分量有效值為

二次接收線圈產生的電壓為

由此可得輸出電壓為

由式（5）和式（8）可得諧振網(wǎng)絡的電壓增益為

利用Mathcad軟件可得如圖4所示直流增益MV隨不同參數(shù)變化的曲線，其中a=LpLs。

圖4 電壓增益變化曲線Fig.4 Voltage gain curves

根據(jù)圖4所示的電壓增益隨不同參數(shù)變化的曲線可進行諧振網(wǎng)絡參數(shù)的優(yōu)化設計。

2.4 IPT電源的諧振參數(shù)設計

（1）二次諧振頻率的設計。為了使IPT電源的輸出功率達到最大，需要將接收線圈Ls和二次補償電容Cs的諧振頻率設置在開關管 Q的開關頻率fs處，即開關頻率。

（2）一次諧振頻率的設計。由文獻[5]可知一次補償電容Cp需滿足

式中，fp為發(fā)射線圈Lp與一次補償電容Cp的諧振頻率。

由圖2所示主電路工作過程可知，要使開關管Q實現(xiàn)零電壓導通，需保證在驅動信號到來之前，一次補償電容的電壓諧振到輸入電壓。故通常一次諧振頻率fp只需略大于開關頻率fs，這樣方可保證零電壓導通。但是在本設計中，由于pCV˙在t2、t6時刻對應的電壓為輸入電壓，不為0，故一個周期內，Lp、Cp實際的諧振時間大于半個一次諧振周期，其真正半個諧振周期所對應的時間為t3～t5，故fp明顯大于fs，因此在設置fp時，需要特別注意。

2.5 IPT電源的輸出電壓控制

由圖4所示電壓增益曲線可知，當輸出電壓變化時，為得到穩(wěn)定的輸出電壓需相應地改變開關管工作頻率fs。但隨著fs接近一次諧振頻率fp，圖 2中t6～t7所對應的死區(qū)時間逐漸減小，直到某一頻率，開關管無法再實現(xiàn)零電壓導通，導致開關損耗急劇增加，從而使效率顯著降低。

為保證一定的死區(qū)時間，增加Vce檢測電路，當檢測到Vce下降到0與Vge變?yōu)楦唠娖街g的時間差減小到一定值時，降低驅動信號Vge的占空比，以便能繼續(xù)增加開關管工作頻率fs。這樣通過變頻+變占空比的控制方式便可達到控制輸出電壓穩(wěn)定的目的。

3 仿真與實驗

為驗證所提出的電路拓撲及其控制方法的可行性和正確性，對所設計的電源進行了仿真和實驗。圖 5為采用 Saber仿真軟件進行的仿真。其中Vge為驅動波形，id為開關管Q的體二極管電流，Ice為流過開關管Q的電流，Vce為施加在開關管上的電壓。

圖5 主電路仿真波形Fig.5 Simulation waveforms of the main circuit

由圖5可知，在Vge變?yōu)楦唠娖街?，Vce已降為0，且開關管Q的體二極管已經(jīng)導通，故可實現(xiàn)零電壓導通；在驅動信號Vge關斷之后，開關管耐壓Vce緩慢上升，同時也實現(xiàn)了零電壓關斷。

根據(jù)本文所論述的設計方法，設計了一臺額定功率為1kW的為廚房用無尾豆?jié){機（或果蔬機）供電的IPT電源樣機。盡管在輸入端采用較小的整流濾波電容，但通過PFC+PWM控制，在負載變化時也能保證無線電能傳輸電源的輸出基本穩(wěn)定。其主要的設計參數(shù)如下：輸入交流電壓為 180～264V/50Hz，輸出電壓有效值為220V、100Hz的正弦波，一次發(fā)射線圈電感Lp=220μH，二次接收線圈電感Ls=50μH，一次補償電容Cp=160nF，二次補償電容Cs=1 100nF，一次、二次線圈距離為30mm，一次、二次線圈互感為35μH。

圖6為所設計IPT電源樣機的軟開關實驗波形。由圖 6可知，當驅動信號Vge變?yōu)楦唠娖街?，開關管耐壓Vce已降為0，實現(xiàn)了零電壓導通；驅動信號Vge變?yōu)榈碗娖街?，開關管耐壓Vce緩慢上升，開關管同時能夠實現(xiàn)零電壓關斷。

圖6 軟開關波形Fig.6 Soft switching waveforms

圖7為當一次、二次線圈中心對齊，且距離設定為30mm時，輸入電壓和輸入電流的波形。由圖7可知輸入電流為正弦波，且輸入電壓和輸入電流同相位，因此樣機的功率因數(shù)較高。

圖7 輸入電壓、電流波形Fig.7 The input voltage and current waveforms

當一次、二次線圈垂直距離為30mm定值而中心偏移時，測量IPT電源的功率因數(shù)和效率，并分別繪制成對應的曲線。圖8為功率因數(shù)隨中心偏移距離變化的曲線。由圖8可知，當線圈中心偏移在40mm內時，電源的功率因數(shù)在0.98以上。由此可知當輸入端采用較小的無極性整流濾波電容時，對用該系統(tǒng)不僅不影響輸出波形，而且具有較高的功率因數(shù)。

圖8 功率因數(shù)隨線圈中心偏移變化Fig.8 Power factor changing with the coil center offset

圖9為效率隨線圈中心偏移距離變化的曲線。

圖9 效率隨線圈中心偏移變化Fig.9 Efficiency changing with the coil vertical offset

由圖9可知，當線圈中心偏移在15mm內時，效率在0.890～0.895之間，偏移量在35mm內時，效率在0.85以上。由此可知，在實際應用中當一二次線圈垂直距離為30mm定值（櫥柜臺面厚度）不變而中心偏移在40mm內時，電源均具有較高的工作效率。其原因分析為：①主電路只有一個開關管，且實現(xiàn)了零電壓導通和零電壓關斷，減少了開關損耗，提高了效率。②在PFM+PWM的控制方式下，主電路參數(shù)的選取較為合適，在負載急劇變化的情況下既保證了輸出的穩(wěn)定性，也提高了傳輸效率。

4 結論

通過仿真和實驗驗證，給出如下結論：

（1）所提出的單管逆變電路通過零電壓導通和零電壓關斷并輔以變頻+變占空比的功率傳輸控制可以制作成1kW等級的IPT電源，其具有元器件少、體積小、成本低、效率高及可靠性高等優(yōu)點。

（2）在所提方案中采用 LC濾波電路代替?zhèn)鹘y(tǒng)的鎖相環(huán)電路用于提高功率因數(shù)，具有電路簡單、功率因數(shù)高的優(yōu)點。

（3）所提出電路拓撲的參數(shù)設計方法和功率傳輸控制方法證明是正確的和行之有效的。

（4）所提IPT方案除可用作家用電器領域的無線電能傳輸電源外，還可在對二次電路稍加改動后用于同樣功率等級的無線充電設備上。

[1] 孫躍, 趙志斌, 王智慧, 等. 用于感應電能傳輸系統(tǒng)的新型軟開關電路[J]. 電工技術學報, 2013,28(8): 128-134.

Sun Yue, Zhao Zhibin, Wang Zhihui, et al. A new circuit of soft-switching inductive power transfer system[J]. Transactions of China Electrotechnical Society,2013, 28(8): 128-134.

[2] 武瑛, 嚴陸光, 徐善綱. 新型無接觸電能傳輸系統(tǒng)的穩(wěn)定性分析[J]. 中國電機工程學報, 2004, 24(5):63-66.

Wu Ying, Yan Luguang, Xu Shangang. Stability analysis of the new contactless power delivery system[J]. Proceedings of the CSEE, 2004, 24(5): 63-66.

[3] 孫躍, 夏晨陽, 戴欣, 等. 感應耦合電能傳輸系統(tǒng)互感耦合參數(shù)的分析與優(yōu)化[J]. 中國電機工程學報,2010, 30(33): 44-50.

Sun Yue, Xia Chenyang, Dai Xin, et al. Analysis and optimization of mutual inductance for inductively coupled power transfer system[J]. Proceedings of the CSEE, 2010, 30(33): 44-50.

[4] 周雯琪, 馬皓, 何湘寧. 感應耦合電能傳輸系統(tǒng)不同補償拓撲的研究[J]. 電工技術學報, 2009, 24(1):133-139.

Zhou Wenqi, Ma Hao, He Xiangning. Investigation on different compensation topologies in inductively coupled power transfer system[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2009, 24(1): 133-139.

[5] Boys J T, Covic G A, Green A W. Stability and control of inductively coupled power transfer systems[J]. IEE Proceedings-Electric Power Applications,2000, 147(1): 37-43.

[6] 武瑛. 新型無接觸供電系統(tǒng)的研究[D]. 北京: 中國科學院研究生院, 2004.

[7] 夏晨陽. 感應耦合電能傳輸系統(tǒng)能效特性的分析與優(yōu)化研究[D]. 重慶: 重慶大學, 2010.

[8] 孫躍, 夏晨陽, 趙志斌, 等. 電壓型 ICPT 系統(tǒng)功率傳輸特性的分析與優(yōu)化[J]. 電工電能新技術,2011, 30(2): 9-12.

Sun Yue, Xia Chenyang, Zhao Zhibin, et al. Analysis and optimization on power transmission characteristics for voltage-fed ICPT system[J]. Advanced Technology of Electrical Engineering and Energy, 2011, 30(2):9-12.

[9] 楊民生, 王耀南, 歐陽紅林, 等. 基于可控電抗器的無接觸電能傳輸系統(tǒng)動態(tài)補償[J]. 電工技術學報,2009, 24(5): 183-189.

Yang Minsheng, Wang Yaonan, Ouyang Honglin,et al. Dynamic compensation of contact-less power transmission system based on controlled reactor[J].Transactions of China Electrotechnical Society, 2009,24(5): 183-189.

[10] 李宏, 賀昱曜, 王崇武. 一種全橋負載串聯(lián)諧振逆變器諧振頻率跟蹤和輸出功率控制方法[J]. 電工技術學報, 2010, 21(7): 93-99.

Li Hong, He Yuyao, Wang Chongwu. A new method of frequency tracking and output power control for full bridge series load resonant inverter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2010, 21(7):93-99.

[11] 李亞斌, 彭詠龍, 李和明. 提高串聯(lián)型逆變器頻率跟蹤速度的研究[J]. 電工技術學報, 2004, 19(11):78-81.

Li Yabin, Peng Yonglong, Li Heming. Research on increasing frequency-tracking speed for series resonant inverter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2004, 19(11): 78-81.

[12] Wang C S, Stielau O H, Covic G A. Design considerations for a contactless electric vehicle battery charger[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2005,52(5): 1308-1314.

[13] 孫躍, 楊芳勛. 基于移相直通控制策略的 IPT系統(tǒng)輸出功率調節(jié)[J]. 電工技術學報, 2012, 27(10): 6-12.

Sun Yue, Yang Fangxun. Regulation of inductive power transfer system based on phase shifting-short control strategy[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2012, 27(10): 6-12.

[14] Kim C G, Seo D H, You J S, et al. Design of a contactless battery charger for cellular phone[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2001,48(6): 1238-1247.

[15] Liu X, Hui S Y. Optimal design of a hybrid winding structure for planar contactless battery charging platform[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2008,23(1): 455-463.

[16] Hui S Y R, Ho W W C. A new generation of universal contactless battery charging platform for portable consumer electronic equipment[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2005, 20(3): 620-627.

[17] Wang C S, Covic G A, Stielau O H. Power transfer capability and bifurcation phenomena of loosely coupled inductive power transfer systems[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2004, 51(1): 148-157.

[18] Valtchev S, Borges B, Brandisky K, et al. Resonant contactless energy transfer with improved efficiency[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2009,24(3): 685-699.

[19] Liu X, Ng W M, Lee C K, et al. Optimal operation of contactless transformers with resonance in secondary circuits[C]. Twenty-Third Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition, APEC 2008,2008: 645-650.