張 燚 林正其 張軍明 錢照明

（1. 浙江大學(xué)電氣工程學(xué)院 杭州 310027 2. 浙江平湖電子有限公司 平湖 314200）

1 引言

LED驅(qū)動器由于負(fù)載特性的要求，需要實(shí)現(xiàn)恒流輸出，同時要保證電流高精度、高功率因數(shù)以及低諧波分量。通常采用兩級式結(jié)構(gòu)，即前級PFC變流器實(shí)現(xiàn)輸入高功率因數(shù)，后級DC-DC（如反激變流器）實(shí)現(xiàn)輸出電流的控制。這種方法的優(yōu)點(diǎn)是電路功率因數(shù)高，但其成本高且電路復(fù)雜。為簡化結(jié)構(gòu)、降低成本，將前級 PFC、后級 DC-DC開關(guān)管復(fù)用的單級PFC電路被廣泛研究。為進(jìn)一步簡化控制，降低成本，需要研究其原邊控制策略，即通過原邊開關(guān)管的電流采樣，實(shí)現(xiàn)輸出的恒流控制及輸入的功率因數(shù)校正功能[1-5]。在反激式電路中，基于開關(guān)管電流實(shí)現(xiàn)輸出恒流控制的原邊控制技術(shù)已經(jīng)廣泛采用[6-11]。但對單級PFC電路而言，其開關(guān)管電流不僅包含輸出電流、也包含輸入電感電流信息，其原邊控制策略沒有相關(guān)的報(bào)道。本文針對圖1所示的一種Boost-Flyback單級PFC電路，研究其原邊控制策略，提出了兩種具體控制方式，從電路設(shè)計(jì)、輸出電流精度、輸入功率因數(shù)及諧波等多方面予以對比分析。

圖1 主功率電路拓?fù)銯ig.1 The topology of power circuit

2 原邊控制策略分析

在電路拓?fù)渲校瑒畲烹姼蠰1、電感L2以及電容C1參與能量存儲與轉(zhuǎn)移過程。在原邊的采樣信號中，流過 MOS管的電流為導(dǎo)通時流過兩個電感電流之和，也是開關(guān)管關(guān)斷時傳遞到變壓器副邊的電流。在控制策略上，對流過 MOS管的電流進(jìn)行采樣，采用峰值電流控制的方法?；诖吮疚奶岢霾⒅鹨环治鰞煞N控制策略：①變頻下的電流峰值控制策略；②定頻下的電流峰值控制策略。

2.1 變頻控制策略下的電路特性分析

2.1.1工作原理概述

圖2 開關(guān)管導(dǎo)通時電路工作情況Fig.2 Equivalent circuit for operation mode 1

圖3 開關(guān)管關(guān)斷時電路工作情況Fig.3 Equivalent circuit for operation mode 2

如圖2和圖3所示，電路工作在兩個模態(tài)。開關(guān)管導(dǎo)通時，變壓器副邊的續(xù)流二極管關(guān)斷；在原邊輸入電源給電感L2充電，電容C1給勵磁電感L1充電，當(dāng)流過開關(guān)管的兩路電流之和達(dá)到電流基準(zhǔn)IP時開關(guān)管關(guān)斷。

導(dǎo)通時間

由式（1）可以看出，在開關(guān)管導(dǎo)通時，在忽略電容C1上的電壓紋波的前提下，勵磁電感L1兩端電壓相同；輸入電源電壓不同，則電感L2兩端電壓不同，因而導(dǎo)致導(dǎo)通時間Ton不同。

開關(guān)管關(guān)斷后，如圖3所示，勵磁電感L1上電流通過原邊繞組續(xù)流，電感L2上的電流給電容C1充電。變壓器副邊的續(xù)流二極管開通，能量轉(zhuǎn)移到負(fù)載。流過兩個電感的電流降為 0的時間分別為Toff1和Toff2。由電感伏秒平衡方程可得

由式（2）和式（3）可知，電感電流L1下降到零的時間永遠(yuǎn)大于電感L2下降時間。在變頻控制策略下，設(shè)定每個開關(guān)周期的總時間T與Toff1滿足關(guān)系式T=2Toff1，同時維持開關(guān)管電流峰值恒定，實(shí)現(xiàn)輸出的恒流控制。由式（1）和式（2）得知，勵磁電感退磁時間Toff1隨輸入電壓Vinsinθ變化。而根據(jù)設(shè)定，T=2Toff1，所以開關(guān)周期T隨輸入電壓瞬時值變化而變化，即電路工作在變頻控制狀態(tài)。

2.1.2輸出特性分析

開關(guān)管導(dǎo)通時，二極管VD4關(guān)斷，電容Cout放電給負(fù)載；開關(guān)管關(guān)斷時，電感L1以及L2上的電流通過變壓器及二極管 VD4給電容Cout以及負(fù)載提供能量。因此，在一個開關(guān)周期內(nèi)，流過二極管VD4的電流平均值為

其中

在半個工頻周期內(nèi)對IVD4積分即為輸出電流平均值Io。從式（4）～式（6）可以看出，輸出電流與兩個電感的取值，電容電壓VC、輸入電壓、電流峰值控制基準(zhǔn)Ip以及變壓器匝比有關(guān)。當(dāng)VC、匝比以及電感值確定時，Io與Ip成正比例。以電流峰值控制基準(zhǔn)Ip為橫坐標(biāo)，以輸出電流平均值Io為縱坐標(biāo)，在不同交流輸入電壓（由上至下為264V、220V、180V）情況下，繪制函數(shù)曲線如圖4所示。

從圖 4可以看出，在輸入電壓有效值為最小180V、220V以及最大值264V時，三條直線幾乎重合。因此在輸入電壓在180～264V變化時，可同一電流峰值控制基準(zhǔn)Ip。如圖4中水平線所示，設(shè)定輸出電流平均值為0.7A，三種輸入電壓下的電流控制峰值基準(zhǔn)Ip分別為1.37A、1.41A以及1.44A，因額定工作電壓為 220V，所以電流峰值控制基準(zhǔn)為1.41A。在此基準(zhǔn)下，根據(jù)圖4，當(dāng)輸入電壓為最低180V或最高264V時，理論輸出電流平均值分別為0.72A或0.68A，輸出電流波動2.8%。

圖4 不同輸入電壓情況下峰值基準(zhǔn)與輸出電流關(guān)系Fig.4 The characteristic curve between output current and reference current under different input voltage

由式（4）～式（6）可知，電感L1與L2取值也會影響基準(zhǔn)Ip與輸出電流平均值的特性曲線。當(dāng)輸入電壓為最大值264V，勵磁電感L1與電感L2的電感值上下波動10%，在基準(zhǔn)為1.41A時，輸出電流平均值波動范圍為0.66～0.72A。當(dāng)輸入電壓為最小值 180V時，輸出電流平均值波動范圍為 0.68～0.74A。電感 10%波動引發(fā)的輸出電流波動率小于6%。

由式（4）可知，輸入電壓瞬時值Vinsinθ影響輸出電流瞬時值。以θ為橫坐標(biāo)，以流過二極管VD4的電流平均值IVD4為縱坐標(biāo)即可得到在工頻周期內(nèi)的輸出電流瞬時值仿真計(jì)算波形，如圖5所示。由上至下依次為輸入電壓有效值為 180V、220V及264V時輸出電流波形，電流峰峰值分別為0.23A、0.24A、0.25A。

圖5 不同輸入電壓下輸出電流工頻紋波Fig.5 The industrial ripple of output current underdifferent input voltage

2.2 恒定頻率控制策略下的電路特性分析

同 2.1節(jié)論述的變頻控制策略不同，恒定頻率控制策略要求每個開關(guān)周期時間相同，即開關(guān)周期不再滿足T=2Toff1的設(shè)定條件。但導(dǎo)通時間Ton仍為

同前文分析相同，把T=2Toff1代換為T=1/f，可得到輸出電流平均值同電流峰值控制基準(zhǔn)Ip的關(guān)系如圖6所示。左側(cè)一族曲線為開關(guān)周期頻率為50kHz時，180V、220V及264V三種輸入電壓有效值下的特性曲線。右側(cè)一族曲線為開關(guān)周期頻率為 40kHz時的特性曲線。同變頻控制策略相比，在恒定頻率控制方法下，不同電壓下的特性曲線擬合度更高，輸出電流平均值對輸入電壓的變化更加不敏感。以頻率為40kHz時的曲線為例，設(shè)定輸出電流0.7A，在額定輸入電壓220V下，選取峰值基準(zhǔn)Ip為1.68A。輸入電壓為 180～264V，則輸出電流為 0.69～0.71A，波動率僅為1.4%。

圖6 不同輸入電壓下輸出電流與電流基準(zhǔn)關(guān)系式Fig.6 The characteristic curve between output current and reference current under different input voltage

根據(jù)式（4）～式（6），在開關(guān)周期頻率為40kHz單位時，代入T=1/40 000，以θ為橫坐標(biāo)，以輸出電流瞬時值為縱坐標(biāo)，繪制不同輸入電壓下的特性曲線，如圖7所示。從上至下輸入電壓依次為180V、220V及264V，輸出電流峰峰值近似都為1A，同變頻控制策略相比，輸出電流工頻紋波很大。

圖7 40kHz下不同輸入電壓下輸出電流工頻紋波Fig.7 The industrial ripple of output current under different input voltage during the frequency=40kHz

2.3 兩種原邊控制策略的對比

2.3.1儲能電容電壓值分析

兩種控制方法各有利弊：變頻控制策略下輸出電流工頻紋波更小，而恒定頻率控制策略下的輸出電流恒流精度更高。在工程應(yīng)用中，儲能電容的電壓應(yīng)力是關(guān)鍵參數(shù)，穩(wěn)態(tài)下電容電壓越小，則電路壽命越長。因此參與能量傳遞的電容C1的電壓值需要優(yōu)化。為保持高功率因數(shù)，儲能電容電壓值首先要高于輸入電壓峰值（264V輸入時峰值電壓為373V）以使得圖1中的二極管VD1關(guān)斷，考慮到實(shí)際應(yīng)用設(shè)計(jì)裕量，電容電壓值不應(yīng)高于420V，以便采用耐壓值450V的電解電容。

無論采用何種控制策略，對于電容C1，在每個開關(guān)周期內(nèi)，由于輸入電壓不同，所以其充電和放電的能量都不平衡；但整流之后，在半個工頻周期內(nèi)，其能量是平衡的。

因此，當(dāng)開關(guān)管導(dǎo)通時，在一個開關(guān)周期內(nèi)，電容放電的功率

其中

在開關(guān)管關(guān)斷時，在一個開關(guān)周期內(nèi)，電容充電的功率

其中

根據(jù)充放電能量平衡，在半個工頻周期內(nèi)，即θ從0到π內(nèi)，對Pin和Pout積分后兩者應(yīng)該相等。

采用變頻控制時，整理得

采用在恒定頻率控制策略時，整理得

式（12）和式（13）等號兩側(cè)均有電容電壓VC，為超越方程，可通過繪制等式左右曲線求交點(diǎn)的方法確定最終電容電壓VC值。在式（12）和式（13）中，k為電感L2與勵磁電感L1的比值。電容電壓VC與電感比值k、輸入電壓、輸出電壓相關(guān)。輸入電壓交流有效值范圍為 180～264V，則Vin范圍為254～373V，設(shè)定滿載輸出電壓為 32V，則半載時輸出電壓為16V。

圖8 變頻控制策略輸入有效值264V電容電壓曲線Fig.8 The curve of capacitor voltage under the 264Vac input voltage with variable frequency control

采用變頻控制策略時，繪制函數(shù)如圖8所示。輸入電壓有效值為264V，斜線Y=VC與一簇曲線的交點(diǎn)即是電容電壓值，三條實(shí)線為輸出滿載下的曲線，三條虛線為輸出半載下曲線。三組曲線的k分別取值0.5，1以及1.5。從圖8可以看出，k取值越大，則VC取值越大。在直觀上可以解釋為L1越大，則電容放出的能量越少；L2越小，則導(dǎo)通時電感L2上的電流越大，因而關(guān)斷時電容C1的充入能量越多，故VC越高。通過對比不同負(fù)載時的實(shí)線與虛線，可以看出，負(fù)載越輕，電容電壓越高。即能量不能全部傳遞到變壓器的副邊，只能存儲在電容上。

采用恒定頻率控制策略時，繪制出電容電壓特性曲線如圖 9所示。對比圖 8和圖 9，當(dāng)電感比k取1時，儲能電容電壓都能滿足小于420V的設(shè)計(jì)要求。

圖9 定頻控制策略輸入有效值264V電容電壓曲線Fig.9 The curve of capacitor voltage under the AC264V input voltage with constant frequency control

2.3.2輸入電流諧波分析

在采用原邊變頻控制策略的前提下，由電路拓?fù)淇芍?，?dāng)二極管VD1截止時，輸入電流Iin與流過電感L2的電流相同。在一個開關(guān)周期內(nèi)，流過電感L2的平均值為

式中，Ton，T以及Toff2都是與θ相關(guān)的量，代入整理得

以θ為橫坐標(biāo)，以輸入電流為縱坐標(biāo)，分別代入T=2Toff1以及T=1/40 000的條件，即可對比繪制變頻控制策略及恒定頻率控制策略（以40kHz為例）下的輸入電流波形，如圖10所示。由上至下輸入電壓依次為180V、220V以及264V。在220V標(biāo)準(zhǔn)輸入情況下，變頻控制策略下的PF值為0.95，恒定頻率控制策略的PF值為0.89。

圖10 輸入電流仿真計(jì)算波形對比Fig.10 The curve input current of two control methods

3 參數(shù)設(shè)計(jì)

恒定頻率控制策略優(yōu)點(diǎn)在于恒流精度高，而變頻控制下的功率因數(shù)更高，輸出紋波更小，兩種策略下電容電壓應(yīng)力均可滿足設(shè)計(jì)要求。綜合考慮電路選擇變頻控制方案。為獲得更高的 PF值，電路應(yīng)工作在斷續(xù)模式，開關(guān)管的占空比不高于0.3。變壓器的匝比近似為DVin/Vo，取 2.5:1。從圖 8的曲線可知，為保證儲能電容較低的電壓值，Boost電感與變壓器勵磁電感比例系數(shù)取 1，則在輸入電壓有效值為 264V時，理論上儲能電容的電壓值不會超過420V。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

4.1 滿載測試實(shí)驗(yàn)結(jié)果

實(shí)驗(yàn)樣機(jī)最終采用變頻控制策略。樣機(jī)輸入為180～264V工頻交流電源，用于LED恒流驅(qū)動，輸出電壓32V，輸出電流0.7A。

從表 1可以看出，當(dāng)輸入電源電壓在 180～264V變化時，輸出電流平均值波動范圍為0.685～0.689A，波動率為0.4%。

表1 不同輸入電壓時輸出電流特性Tab.1 The characteristic of output current

表2和表3分別為不同輸入電壓時，整體樣機(jī)的功率因數(shù)和效率值。功率因數(shù)可以維持在0.94以上，各次諧波也滿足Class C等級要求。在效率方面，輸出功率穩(wěn)定在22W，電路損耗約為4W，主要為開關(guān)管損耗，變壓器損耗以及控制電路輔助電源損耗。

表2 不同輸入電壓時功率因數(shù)特性Tab.2 The characteristic of power factor

表3 不同輸入電壓時效率特性Tab.3 The characteristic of efficiency

4.2 負(fù)載變化測試實(shí)驗(yàn)結(jié)果

在滿載情況下，樣機(jī)電路功率因數(shù)、效率、各次諧波以及輸出電流精度滿足實(shí)際需求。但負(fù)載變化，輸出電壓減小，電容C1的電壓值增加，從而影響功率因數(shù)及輸出恒流精度。表4是在輸入電壓有效值穩(wěn)定在220V的情況下，變化負(fù)載測試的數(shù)據(jù)。在固定的電流基準(zhǔn)情況下，輸出電壓變化對輸出電流恒流精度影響較為明顯。

表4 不同負(fù)載時輸出電流特性Tab.4 The characteristic of output current

圖11 副邊二極管VD4續(xù)流波形Fig.11 The waveform of VD4and output current

圖11為二極管VD4的波形，在開關(guān)管關(guān)斷時，流過電感L1和L2的電流均折算到副邊，且由于Toff1和Toff2不同，即兩電感電流不同時為0，因此二極管VD4的電流波形存在拐點(diǎn)。在此拐點(diǎn)之后，電感L2的電流降為0，僅有電感L1電流繼續(xù)折算到副邊。

5 結(jié)論

本文對一種適用于 LED恒流驅(qū)動的單級電路的原邊控制策略進(jìn)行分析，對比研究恒定頻率控制策略和變頻控制策略的優(yōu)缺點(diǎn)。原邊變頻控制策略下的電路輸出紋波更小，功率因數(shù)更高。隨著功率的增加，儲能電容電壓應(yīng)力增加，恒流精度下降。同時副邊電流信息的缺失，使得電路在負(fù)載變化時各方面指標(biāo)明顯下降。因此變頻控制策略更適用于小功率驅(qū)動器場合。

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