孫立輝

（吉林化工學院 信息與控制工程學院，吉林 132022）

0 引言

隨著電力電子技術的飛速發(fā)展，逆變電源的應用越來越廣泛。目前，正弦波逆變電源的關鍵之一是SPWM的產生，常以DSP為控制芯片產生SPWM信號[1～3]，還可以用一些專用的單片機（如8051F系列）也可實現此功能。本文設計一種以C8051F410單片機作為控制核心的逆變電源，介紹逆變電源軟硬件結構，并確定每部分參數的確定原則。

1 結構原理

本系統(tǒng)采用C8051F410單片機作為控制核心，產生SPWM驅動信號，實現對逆變主電路的控制，并對輸出電壓電流進行檢測和顯示。系統(tǒng)輸入+12V直流電，輸出220V、頻率為50Hz的交流電，可以為一般性的負載提供電源。系統(tǒng)的主電路結構主要分為MOS管組成的逆變模塊、C8051F410單片機組成的控制及驅動模塊、DC-DC升壓模塊和輔助模塊四個模塊，設計方案框圖如圖1所示。

圖1 設計方案框圖

2 電路設計

2.1 控制及驅動模塊

2.1.1 單片機最小系統(tǒng)

單片機是系統(tǒng)的主控制部分，采用C8051F410單片機。C8051F410器件是完全集成的低功耗混合信號片上系統(tǒng)型MCU，具有片內上電復位、VDD監(jiān)視器、看門狗定時器和時鐘振蕩器的C8051F41x器件是真正能獨立工作的片上系統(tǒng)。單片機的最小系統(tǒng)如圖2所示。

圖2 最小系統(tǒng)電路

2.1.2 死區(qū)電路

在單相正弦波逆變系統(tǒng)中，同一橋臂上的兩個開關器件是工作在互補狀態(tài)下，由于開關器件的關斷時間通常大于開通時間，急易會產生“直通”，現象，從而損壞損壞開關管。因此，在使用中，通常上下開關管的導通和關斷錯開一定的時間，以保證同一橋臂的上、下開關管總是先關后通[4]。死區(qū)電路如圖3所示。將兩路相位差180°的SPWM分別經過反相器和與門電路，產生極性相反的兩路SPWM，同時使用RC電路產生死區(qū)時間[1]，R1=47K，C7=22PF，因此死區(qū)時間。

圖3 死區(qū)電路

2.1.3 逆變橋驅動電路的設計

由于本系統(tǒng)主電路為強電電路，控制單元為弱點電路，為了防止干擾采用光電隔離措施。本設計中采用TLP250作為開關管的驅動芯片，它既保證了很高地隔離功率驅動電路與PWM脈寬調制電路，同時可以直接驅動MOSFET[5]，驅動電路如圖4所示。

圖4 驅動電路

2.2 DC-DC升壓模塊電路的設計

2.2.1 升壓驅動電路的設計

本系統(tǒng)升壓模塊輸入的額定電壓為12V（蓄電池提供），輸出為311V。選用SG3525芯片設計出DC/DC升壓驅動電路。由于SG3525產生的兩路反向方波可以控制MOSFET的導通與關閉，并且SG3525輸出的直接推挽方式可大大增強它驅動能力[6]。本設計輸出部分采用橋式整流，在輸出端加有分壓電阻，用以調節(jié)控制輸出占空比來穩(wěn)定輸出電壓，具體升壓驅動電路如圖5所示。

圖5 SG3525升壓驅動電路

振蕩器頻率f由外接電容CT和電阻RT決定，如式(1)：

代入R17、C21、R21計算得到f=98.4KHz。輸出頻率為49.2KHz。

第11腳、第14腳產生兩路相位相差半個周期的脈沖信號，經過圖騰柱輸出，增大輸出級驅動能力。

2.2.2 升壓電路結構

常用的DC/DC變換器拓撲結構有單端反激變換器、單端正激變換器、半橋變換器、全橋變換器、雙管正激變換器和推挽變換器。而推挽變換器比較適合于低壓輸入中小功率的應用場合。升壓電路結構如圖6所示，采用開關管柵極連接10Ω電阻，限制電壓尖峰的產生，同時在源極連接10K電阻，在開關管關斷時釋放電荷。變壓器采用推挽式拓撲結構，初級中心抽頭連接輸入電源，次級采用快恢復二極管整流，電容濾波輸出直流電。根據變壓器的計算公式如式(2)所示，可以計算所需要磁芯Ap值 。

圖6 升壓電路拓撲結構

其中，Ton為開通時間，PO為額定功率，BΔ為變壓器的磁通密度，η為變壓器的效率，Kwin為變壓器磁芯填充系數，Kc為磁芯填充系數，j為允許的電流密度。綜合考慮采用EE40磁芯。EE40的磁芯Ae為127.00mm2，AW為173.23mm2。

在低壓滿載時輸入電壓Uin，開通時間Ton最大，故按輸入電壓最低和輸出滿載的狀況下計算變壓器原邊繞組匝數如式(3)所示：

推挽變換器中mBB2=Δ，實際中取Bm=0.16。最大占空比Dmax取0.5，輸入最低電壓Uinmin=10V，F=49.2KHz，Ae=127mm2，代入計算得到變壓器初級匝數N1=2.03。取N1=2匝。副邊繞組匝數如式(4)所示：

兩式中Uinmin為輸入最大電壓，最大占空比Dmax取0.5；UO，UD，Uf分別為輸出電壓，二極管兩端電壓，電容壓降，Uinmax=12V，UD=1V，UO=311V。因此N2=55。

系統(tǒng)設計P=100W，輸出電流i=0.5A，則電流有效值。線徑電流密度J=4A/mm2?？紤]留有余量，采用d=0.5mm銅線繞制。原邊電流I=10.41A，采用d=0.9mm銅線四線并繞。

2.3 逆變模塊

逆變主電路如圖7所示。圖中DC-OUT為直流輸入電源，Q7，Q8，Q11，Q12為四個開關管，由此構成全橋逆變電路。該電路共有四個橋臂，可以看成由兩個半橋電路組合而成，橋臂中開關管Q7和Q11同時導通（關斷），同時Q8和Q12同時關斷（導通），兩對交替各導通180°。

圖7 逆變主電路

本設計中，需產生交流220V，直流310V，功率100W。因此選用IRFP840型號MOSFET，其耐壓值500V，耐流值8A，滿足了電路的要求。

在逆變橋輸出的電壓是正弦調制波，含有豐富的諧波。為了消除高于50Hz的諧波，應在系統(tǒng)中設置合適濾波器。本系統(tǒng)中采用LC型濾波器[7]，其電路如圖8所示。

圖8 LC濾波器示意圖

由自動控制理論可知，此濾波器的傳遞函數如式(5)所示：是一個典型的二階系統(tǒng)，假設負載為電阻R，其轉折角頻率nω和阻尼比ζ可由式(6)和式(7)得到。

有控制理論知識可知此二階系統(tǒng)的轉折頻率為-40dB，其轉折頻率由nω決定，實踐中經常是截止頻率fs=0.1fn，其中fn為轉折頻率。本設計中SPWM取60點，因此載波頻率fn=6KHz，fs=600Hz。

在設計二階系統(tǒng)時，經常取ξ=0.707，此時系統(tǒng)調節(jié)時間短，超調量小，系統(tǒng)性能最佳，因此，由P=100W，U=220V得R=484Ω4。取L=4mH，計算出C=17.5uF。

2.4 輔助模塊電路

2.4.1 過壓保護電路

為了獲得逆變電源的運行狀態(tài)需要對逆變電源的輸出電壓進行檢測，檢測輸出電壓，當過壓時需由單片機進行過壓保護，具體實現的硬件電路如圖9所示。圖中將輸出電壓采用1N4007二極管整流，電容濾波，變成直流電測量，同時通過R38構成回路。將輸出電壓送至單片機內置A/D采集。

圖9 電壓檢測電路

2.4.2 過流保護電路

逆變電源工作時，逆變電源的輸出電流基本上等于直流母線電流，對直流母線電流進行檢測可以對開關管進行有效的保護。本系統(tǒng)檢測采樣電阻R10（0.5Ω/2w），進行檢測經過放大器放大后將數據送入單片機內置A/D檢測，當系統(tǒng)電流超過預定值時由單片機關斷系統(tǒng)。電路如圖10所示。

圖10 電流檢測電路

2.4.3 欠壓保護電路

本系統(tǒng)具有欠壓保護功能，具體電路如圖11所示。當系統(tǒng)輸入低于固定值時比較器輸出高電平將關斷SG3525的PWM輸出，關閉該電源。

圖11 欠壓保護電路

3 試驗結果

欠壓、過壓和過流的測試。調節(jié)輸入電壓Ui并加以測量，當輸入電壓低于9.92V，高于14.4V時，電源停止工作。調節(jié)負載，測量輸出電流，當輸出電流高于0.56A時，電源停止工作。

輸出電壓測試。輸入端加12V直流電壓，相應調節(jié)負載控制輸入功率為100W，分別測得輸入電流、輸出電壓和輸出電流，并計算出逆變電源的效率，記錄數據如表1所示。

表1 測試數據

4 結論

本系統(tǒng)在經典的結構的基礎上對逆變主電路、

SPWM生成、升壓電路、控制芯片、濾波電感、變壓器參數、主功率管及整流管的參數選擇進行了計算。設計了的驅動電路加入了死區(qū)環(huán)節(jié)，避免開關管產生直通現象，同時出于保護電源的母的設計了保護電路。該電源實現了輸入12V直流電，輸出交流220V，頻率50Hz，功率100W，效率達到了90%以上。

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