王春義，郝全睿，孔　鵬，曹相陽，高　峰

（1.國網(wǎng)山東省電力公司，濟南　250001；2.電網(wǎng)智能化調(diào)度與控制教育部重點實驗室（山東大學電氣工程學院），濟南　250061）

·試驗研究·

基于三相串聯(lián)半H橋型MMC的HVDC換流站研究

王春義1，郝全睿2，孔鵬1，曹相陽1，高峰2

（1.國網(wǎng)山東省電力公司，濟南250001；2.電網(wǎng)智能化調(diào)度與控制教育部重點實驗室（山東大學電氣工程學院），濟南250061）

提出一種基于三相串聯(lián)半H橋型MMC的HVDC換流站模型，在承受相同直流電壓的情況下，其開關(guān)器件數(shù)目只有傳統(tǒng)MMC的1/3，經(jīng)濟性顯著。首先分析半H橋型MMC的運行原理，提出其等效模型及直流側(cè)電容的確定準則；然后建立三相串聯(lián)半H橋型MMC換流站基于交流有功功率平衡的控制系統(tǒng)，解決了其在交流故障下安全穩(wěn)定運行的問題，同時提出附加直流側(cè)電壓控制方法，改善了直流側(cè)相間電壓平衡；最后在PSCAD/EMTDC中搭建仿真模型，仿真結(jié)果驗證了所提三相串聯(lián)半H橋型MMC換流站良好的交流故障穿越能力。

高壓直流輸電；模塊化多電平換流器；廣義同步坐標系；不對稱交流電壓；電流矢量控制

0　引言

傳統(tǒng)高壓直流輸電 （High Voltage Direct Current，HVDC）被廣泛應(yīng)用于遠距離大容量電力傳輸。傳統(tǒng)高壓直流輸電采用電網(wǎng)換相換流器（Line Commutated Converter，LCC）和點對點的功率傳送方式，即只有1個LCC整流站和1個LCC逆變站。采用這種點對點的連接方式，直流線路沿線地區(qū)很難利用已有的LCC-HVDC線路走廊獲取或送出小容量的電力，極大地限制了HVDC的靈活性［1-3］。

如果將常規(guī)的三相換流器并聯(lián)到HVDC線路上，該換流器需要承受整個直流線路電壓，其換流器電壓等級與主換流站相同。盡管需要獲取或送出的電力遠小于主換流站的容量，其造價近乎等于主換流站的造價，經(jīng)濟性差［4］。因此有必要設(shè)計一種經(jīng)濟可靠的直流輸電線路中間落點換流器。

作為直流輸電線路中間落點，換流器應(yīng)具有以下幾個特征：

1）造價低，開關(guān)器件數(shù)目盡可能少；

2）能接入弱交流電網(wǎng)或向無源網(wǎng)絡(luò)供電；

3）具有良好的交流故障穿越特性，交流電網(wǎng)的擾動不能嚴重干擾直流線路［5］。

另一方面，直流輸電技術(shù)逐漸從高壓輸電領(lǐng)域擴展到中低壓配電領(lǐng)域，柔性直流電網(wǎng)和直流配電網(wǎng)就是逐漸興起的研究熱點，上述直流線路中間落點換流器的幾項關(guān)鍵特征同樣適用于柔性直流電網(wǎng)和直流配電網(wǎng)，滿足分布式能源接入和向無源網(wǎng)絡(luò)供電的要求［6］。

文獻［4］提出一種基于三相串聯(lián)電壓源型換流器（Voltage Source Converter，VSC）的HVDC線路中點抽能方案。該方案將3個單相VSC串聯(lián)承受整個直流線路電壓，與傳統(tǒng)的三相并聯(lián)VSC相比，只有一個橋臂承受直流電壓。文獻［7-9］也基于這一思想提出了三相串聯(lián)的HVDC換流器結(jié)構(gòu)。以上文獻僅提出了三相串聯(lián)的拓撲結(jié)構(gòu)，并未深入研究其對應(yīng)的控制策略，特別是交流故障下三相串聯(lián)換流器的控制策略及方法。隨著模塊化多電平換流器技術(shù)的發(fā)展，文獻［9］將三相串聯(lián)的思想應(yīng)用于MMC，提出了三相串聯(lián)MMC換流器。該換流器將3個單相H橋型MMC串聯(lián)，共有兩個橋臂承受直流線路電壓。文獻［5］對該換流器在交流故障下的控制策略進行了深入研究。

提出一種三相串聯(lián)半H橋型MMC（Series-connected Half H-bridge MMC，SCHB-MMC）直流換流器模型。該換流器將3個半H橋型單相MMC在直流側(cè)串聯(lián)，只有1個橋臂承受直流電壓，在承受相同直流電壓的情況下，開關(guān)器件數(shù)目只有傳統(tǒng)三相并聯(lián)MMC的1/3，是文獻［9］提出的三相串聯(lián)MMC的1/2。首先分析單相半H橋型MMC的運行原理，推導了其等效模型，給出了直流側(cè)電容的計算依據(jù)；然后根據(jù)交流側(cè)功率平衡原理，建立三相串聯(lián)半H橋型MMC直流換流器的控制回路；最后在PSCAD/ EMTDC中搭建了仿真模型，對換流器在正常工況和多種不對稱交流故障情況進行了仿真，仿真結(jié)果表明提出的三相串聯(lián)半H橋型MMC能夠安全穩(wěn)定地運行，具有良好的交流故障穿越能力。

1　三相串聯(lián)半H橋型MMC

1.1拓撲結(jié)構(gòu)

提出的基于三相串聯(lián)半H橋型MMC的HVDC換流器拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示，其將3個單相半H橋型MMC在直流側(cè)串聯(lián)。每個單相中，2個電容C與SM橋臂并聯(lián)，組成了一個H橋型回路，提供交流電流流通路徑。每個單相半H橋型MMC的交流端與1個單相變壓器的二次側(cè)相連，3個單相變壓器的一次側(cè)采用△連接。圖1中的SM模塊可以采用半橋子模塊（Half Bridge Sub-Module，HBSM）、全橋子模塊（Full Bridge Sub-Module，F(xiàn)BSM）和箝位雙子模塊（Clamp Double Sub-Module，CDSM）。采用不同子模塊的三相串聯(lián)半H橋型MMC的運行原理和控制策略基本相同，為簡化分析，僅以HBSM為例進行說明［10-11］。

圖1　三相串聯(lián)半H橋型MMC

1.2運行原理

三相串聯(lián)半橋型MMC以單相半H橋型MMC為基本組成單元，下面以A相為例說明單相半H橋型MMC的運行原理。單相半H橋型MMC等效電路如圖2所示，上、下橋臂產(chǎn)生的電壓可以表示為

式中：uaref為換流器的參考電壓；Ud為單相換流器的直流側(cè)電壓。

圖2（b）給出了電流的流通路徑，直流電流只流過換流器的SM橋臂，不流過電容。交流電流被上SM橋臂、電容C1和下SM橋臂、電容C2組成的上下回路均分。各電流可表示為

式中：i1和 i2分別為上下橋臂電流；ic1和ic2為電容C1和C2的充電電流；ia為交流電流；Id為直流電流。

半H橋型MMC的模塊電壓平衡算法、調(diào)制算法與常規(guī)MMC完全相同，本文不再贅述［12-13］。

1.3等效模型

除去因交流電流引起的電壓波動，電容C1和C2各自承受一半的直流電壓，二者的電容電壓可以表示為

以換流器負極為電勢參考點，M、N和D點電勢為

則uM（N），D=uaref-Δuc根據(jù)圖2（a），可得

則

圖2（d）給出了對應(yīng)的等效電路圖，Δuc可以等效為串聯(lián)在交流回路的等效電容2C。圖2（a）中的電容可以等效為2個直流電壓源和1個與交流回路串聯(lián)的等效電容2C，如圖2（c）所示。所以，單相半H橋型MMC的輸出電壓uaref可以看作為M、N與虛擬點D′的電勢差。圖2（d）給出了最終的等效電路，其中等效電感L′為

1.4C的取值

由Δuc的表達式可知，電容C上的電壓變化為

式中：Ia為交流電流ia的幅值。因此，輸出的紋波系數(shù)為

式中：F0為設(shè)定的紋波限值。為了防止交流故障下的過電流，換流器的交流電流不應(yīng)超過其限值IaM，電容C也應(yīng)按照換流器可承受的最大交流電流IaM整定，因此

為了滿足輸出紋波要求，C應(yīng)滿足

同時，電容C還應(yīng)滿足L′＞0，即

綜合式（11）和（12），C的取值為

2　控制策略

2.1基本控制思想

三相串聯(lián)換流器需要具備在不對稱交流電壓下短時運行的能力，即在發(fā)生交流故障時，也能維持各相的直流側(cè)電壓平衡。文獻［5］提出了三相串聯(lián)MMC換流器在交流故障下的控制策略，其核心是通過平衡交流側(cè)輸入有功功率實現(xiàn)交流故障下的直流側(cè)電壓平衡，其控制思想適用于所有的三相串聯(lián)換流器拓撲。沿用以上控制思想，改進直流側(cè)電壓控制，建立了三相串聯(lián)半H橋型MMC的控制回路。為了避免重復(fù)，對沿用的控制思想部分僅做簡單說明，對改進部分做詳細解釋。

以廣義同步坐標系下的電流矢量控制為基礎(chǔ)，以交流故障期間交流電流三相對稱為控制目標。廣義同步坐標系下參考電流的解析過程可以歸納為：確定控制目標、確定參考電流被控分量、根據(jù)相間有功功率平衡推導表征電壓電流關(guān)系的方程組、構(gòu)建參考電流方程組。各參考電流分量的推導過程如圖3所示。

圖3　廣義同步坐標系下參考電流的推導過程

首先根據(jù)控制目標確定參考電流的組成。為實現(xiàn)交流故障期間交流電流三相對稱，應(yīng)抑制交流側(cè)流入交流系統(tǒng)的負序和零序電流。負序電流的抑制可以通過補償變壓器二次側(cè)的負序電壓實現(xiàn)。變壓器一次側(cè)△接法保證了零序電流不會流入交流系統(tǒng)，而在二次側(cè)，零序電流用來平衡各相輸入的有功功率。因此，變壓器二次側(cè)電流應(yīng)該只含有正序分量和零序分量。根據(jù)各相的電壓、電流表達式推導得出各相有功功率的表達式，為實現(xiàn)交流側(cè)有功功率平衡，須滿足

由式（14）推導得出表征相間功率平衡的電壓電流分量關(guān)系的方程。最后結(jié)合控制目標，得出電壓電流的方程組，求解方程組可得到參考電流各序分量［5］。最終的電壓電流方程組為

求解式（15），可得參考電流各序分量為

2.2附加相間直流側(cè)電壓控制

如上節(jié)所述，通過平衡交流側(cè)輸入有功功率可以實現(xiàn)故障下的直流電壓側(cè)電壓平衡，但實際運行時各相直流側(cè)電壓會略有差異，此時需要進行附加的直流側(cè)電壓控制，使直流側(cè)電壓完全滿足

式中：uad，ubd和 ucd分別為A、B、C相直流側(cè)電壓。

以A相為例說明附加相間直流側(cè)電壓控制的原理。定義誤差εa為

當εa≠0時，附加直流側(cè)電壓控制將生成1個參考電壓增量，通過改變參考電壓信號來控制交流側(cè)的有功輸入，進而調(diào)整直流側(cè)電壓而消除誤差，如圖4所示。

假設(shè)變壓器二次側(cè)電壓ua和最初的參考電壓信號uaref為

由圖4所示，生成的參考電壓增量可以表示為

式中：cos（ωt）由電壓ua滯后T/4得到。加入?yún)⒖茧妷涸隽亢螅碌膮⒖茧妷盒盘杣′aref為同時，u′aref可以表示為

對比式（21）和（22），可得

考慮參考電壓增量，A相交流側(cè)輸入的有功功率P′a為

式中：Pa為沒有參考電壓增量時的有功功率。

當εa＞0時，有功功率增量UaKPεa/（2ωL′）被傳遞到直流側(cè)，通過提高電容電壓來升高uad，直至εa=0。與Pa相比，有功功率增量很小，只是用來微調(diào)單相有功功率輸入，并不影響整個三相MMC總的有功功率。

圖4　相間電壓平衡控制示意圖

2.3總體控制框圖

三相串聯(lián)半H橋型MMC的總體控制以同步旋轉(zhuǎn)坐標下的電流矢量控制為基礎(chǔ)，整個控制框圖可以分為4部分：參考電流計算、過電流限制模塊、電流內(nèi)環(huán)回路和附加直流電壓控制，其中電流內(nèi)環(huán)控制模塊又分為基于PI控制器的正序電流控制、負序電流控制和零序電流控制模塊，如圖5所示。

首先，參考電流計算模塊根據(jù)變壓器二次側(cè)交流電壓的正負序分量和交流電流的正負零序分量計算正序和零序參考電流。根據(jù)2.1節(jié)的控制原理，負序參考電流設(shè)為零。

然后，通過過電流限制模塊限制交流故障時交流電流的幅值，防止換流器過電流［5］。其根據(jù)前一模塊計算得出的參考電流值，選取靜止坐標系下參考電流幅值最大相，同比例縮小同步坐標系下的參考電流，使參考電流最大相的電流幅值維持在設(shè)定的電流限值。

過電流限制模塊輸出修正后的正序和零序參考電流至內(nèi)環(huán)電流控制模塊。內(nèi)環(huán)電流控制分為正序電流、負序電流和零序電流控制，輸出參考電壓均由PI控制器給定。已有諸多文獻對基于PI控制器的正負序內(nèi)環(huán)電流控制進行詳細闡述，本文不再贅述［14-15］。零序電流控制多采用基于PR控制器，本文采用了基于PI控制器的旋轉(zhuǎn)同步坐標系下的零序電流控制回路［5，16］。

經(jīng)過Park反變換后，靜止坐標系下的正序、負序和零序參考電壓相加得到各相的參考電壓uiref，最后與附加相間直流側(cè)電壓控制信號Δuiref得到最終的參考電壓信號u′iref。

3　仿真驗證

在仿真軟件PSCAD/EMTDC中搭建了三相串聯(lián)半H橋型MMC換流站及控制系統(tǒng)模型，換流站的具體參數(shù)如表1所示。換流器所能承受的最大電流幅值設(shè)為2 kA。A相電壓設(shè)定為63.5∠0°kV，直流電壓為300 kV，每個單相半H橋型MMC承受100 kV的直流電壓。

圖5　總體控制框圖（符號“///”表示變量為三相）

根據(jù)1.3節(jié)提出的電容值確定原則，如果電容的紋波系數(shù)不大于0.01，則

因此，在3.2和3.3節(jié)的仿真中，電容C的取值為6 500 μF。

表1　仿真系統(tǒng)主要參數(shù)

3.1等效模型

為了驗證1.2節(jié)提出的半H橋型MMC等效模型的正確性，給定換流器的參考電壓為，然后測量不同電容值對應(yīng)的交流電流有效值。圖6給出了PSCAD測量的仿真數(shù)據(jù)和根據(jù)等效模型得出的計算數(shù)據(jù)對比。由圖6可知，除去C=400 μF的諧振點，仿真模型得到的離散數(shù)據(jù)和等效模型得到的曲線完全吻合。在諧振點處，回路阻抗最小，為交流回路電阻值；當C>400 μF時，回路阻抗為感性；當C<400 μF時，回路阻抗為容性。因此，提出的半H橋型MMC的等效模型是正確的。

3.2附加相間直流側(cè)電壓控制

圖7給出了附加相間直流側(cè)電壓控制模塊投入后相間直流電壓的變化過程，圖中3條曲線分別為3個單相MMC直流側(cè)電壓，附加相間直流側(cè)電壓控制在5 s時投入，投入前后電網(wǎng)電壓均保持正常三相對稱。附加直流側(cè)電壓控制投入前，相間直流電壓偏離100 kV，附加控制投入后，相間直流電壓迅速平衡，維持在100 kV。附加控制是基于比例控制器的有差調(diào)節(jié)，當比例系數(shù)較大時，系統(tǒng)會變得不穩(wěn)定，圖4的比例系數(shù)Kp取值為0.007。

圖6　交流電流的仿真數(shù)據(jù)和等效模型數(shù)據(jù)對比（交流回路等效電阻R=0.525 Ω）

圖7　附加直流電壓控制投入后暫態(tài)特性

3.3交流故障穿越能力

假設(shè)t=5 s時交流母線a相發(fā)生臨時性單相接地短路，短路阻抗為0，在5.2 s時刻電流限定模塊激活，且在5.4 s時刻故障被排除。

圖8給出了換流器交流故障前的穩(wěn)態(tài)特性，橋臂電流由直流分量和交流分量組成。電容C1和C2的充電電流ic1、ic2大小相等，方向相反，大小為交流電流的一半，C1、C2的電壓為直流電壓50 kV和ic1、ic2引起的電壓波動之和的一半，與1.2節(jié)所述一致。

圖9和圖10給出了換流器故障前后的暫態(tài)特性。圖9（a）和（b）分別為變壓器一次側(cè)和二次側(cè)相電壓，因為變壓器一次側(cè)為△接線，二次側(cè)相電壓不含有零序分量。圖9（c）和（d）分別為變壓器一次側(cè)和二次側(cè)電流。如圖9（c）所示，一次側(cè)電流在交流故障發(fā)生前后始終保持三相對稱，不含零序和負序分量，符合控制目標。二次側(cè)電流在過電流限制模塊投入后，迅速將電流幅值限定為2 kA。

圖8　交流故障發(fā)生前換流器波形

圖9　換流器故障前后的暫態(tài)波形

如圖10所示，3個單相換流器有功功率在過電流限制模塊投入后減小，但始終保持一致，3個單相換流器的直流側(cè)電壓也始終維持在100 kV。直流電流在故障期間及故障排除時刻存在波動。當故障在5.4 s排除后，換流器迅速恢復(fù)正常運行。

圖10　發(fā)生SLG時系統(tǒng)的仿真結(jié)果

4　性能比較

為了比較SCHB-MMC和傳統(tǒng)MMC，假設(shè)二者直流側(cè)電壓相同，并且具有相同的功率因數(shù)cos φ和調(diào)制系數(shù)M。如果二者的模塊電容電壓均為Udc/n，則二者的開關(guān)元器件應(yīng)具有相同的電壓等級。對兩種換流器的其他方面進行比較，包括開關(guān)器件的電流等級、換流器的損耗和效率。

4.1開關(guān)元器件

以A相為例，傳統(tǒng)MMC換流器A相電壓幅值為

不考慮換流器的損耗，可得

式中：I′a為A相電流幅值；I′d為直流電流。

因此，

傳統(tǒng)MMC的橋臂電流幅值為

應(yīng)按照橋臂電流的最大值選取其開關(guān)器件IGBT的集電極重復(fù)峰值電流I′CRM，同時考慮到一定的裕度，I′CRM可表示為

式中：m為電流裕度，通常取值為2。

對于SCHB-MMC，A相電壓幅值為

同式（26）的分析，可得

式中：Ia為SCHB-MMC換流器A相電流幅值，則

由式（2）可知，SCHB-MMC的橋臂電流可表示為

類似于傳統(tǒng)MMC開關(guān)器件電流額定值的選取方法，SCHB-MMC的集電極重復(fù)峰值電流ICRM，可表示為

當傳統(tǒng)MMC和SC-MMC輸送的直流功率相同時，Id=I′d，可知

所以，當二者輸送功率相同的情況下，SCHBMMC開關(guān)器件的電流額定值為傳統(tǒng)MMC的3倍，同時二者的電壓額定值相同。

開關(guān)器件的造價主要由其電壓額定值決定。根據(jù)文獻［17］提供的數(shù)據(jù)，雖然SCHB-MMC中單個IGBT的電流額定值為傳統(tǒng)MMC的3倍，但兩種IGBT的造價卻相差不大。在承受相同直流電壓的情況下，SCHB-MMC所需的開關(guān)器件數(shù)目僅為傳統(tǒng)MMC的1/3，因此在傳輸相同直流功率的情況下，SCHB-MMC的造價約為傳統(tǒng)MMC的1/3。

4.2損耗及效率

對于SCHB-MMC和傳統(tǒng)MMC中單個IGBT而言，二者的電壓額定值相同，即集電極—發(fā)射極電壓額定值相同，而前者的電流額定值為后者的3倍。文獻［17］給出了具體的IGBT模塊的實測數(shù)據(jù)。IGBT模塊的總損耗功率與其額定電流成正比。以FZ400R33KF2C和FZ1200R33KF2C兩種IGBT模塊為例，二者額定集電極—發(fā)射極電壓均為3.3 kV，集電極重復(fù)峰值電流額定值分別為800 A和2 400 A，根據(jù)文獻［20］提供的數(shù)據(jù)，兩者的總功率損耗額定值分別為4.9 kW和14.5 kW，后者為前者的3倍。因而在開關(guān)頻率相同的情況下，SCHB-MMC中單個IGBT的功率損耗為傳統(tǒng)MMC的3倍。考慮到SCHB-MMC中開關(guān)器件的數(shù)目為傳統(tǒng)MMC的1/3，SCHB-MMC和傳統(tǒng)MMC在傳送相同直流功率時總的損耗相同，因而二者具有相同的效率。SCHB-MMC和傳統(tǒng)MMC的各項比較如表2所示。

表2　SCHB-MMC和傳統(tǒng)MMC的各項比較

5　結(jié)語

提出了一種基于三相串聯(lián)半H橋型MMC的直流換流器。該換流器將3個單相半H橋型MMC在直流側(cè)串聯(lián)，在承受相同直流電壓的情況下，開關(guān)器件數(shù)目只有傳統(tǒng)的三相并聯(lián)MMC的1/3，經(jīng)濟性顯著。對SCHB-MMC和傳統(tǒng)MMC的對比分析表明在承受相同直流電壓和傳送相同容量的情況下，二者損耗和效率相同，但SCHB-MMC造價遠低于傳統(tǒng)MMC。仿真結(jié)果驗證了等效模型的正確性，證明了附加直流側(cè)電壓控制能有效地減小直流偏差，以及SCHB-MMC具有良好的交流故障穿越能力。

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［17］Infineon：Product Datasheet［EB/OL］.（2014-05-10）［2015-05-03］.http：∥www.infineon.com/cms/en/product/power/igbt/ channel.html channel=db3a304319c6f18c011a1573f345275b

HVDC Station Based on Three-phase Series-connected Half H-bridge Modular Multilevel Converter

WANG Chunyi1，HAO Quanrui2，KONG Peng1，CAO Xiangyang1，GAO Feng2
（1.State Grid Shandong Electric Power Company，Jinan，250001，China；2.Key Laboratory of Power System Intelligent Dispatch and Control of Ministry of Education（Department of Electrical Engineering，Shandong University），Jinan，250061，China）

We propose a novel HVDC station based on three-phase series-connected half H-bridge modular multilevel converter（MMC），which could reduce two thirds of switching devices compared to the conventional MMC to withstand the same DC voltage.Firstly，the operational principles are analyzed，and the equivalent model and the principle to determine the DC capacitance of half H-bridge MMC are also proposed.Next，the control scheme based on AC power balance is established，which enables the station operates safely and stably under unbalanced grid condition.Besides，the additional DC voltage balance control is presented to improve the issue of DC voltage balance.Finally，the simulation results in PSCAD/EMTDC verify the AC fault ride-through ability of the proposed HVDC station.

High voltage direct current（HVDC）；modular multilevel converter（MMC）；general synchronous frame；unbalanced grid condition；current vector control

TM315

A

1007-9904（2015）09-0001-08

2015-05-04

王春義（1980），男，博士，高級工程師，研究方向為電力系統(tǒng)規(guī)劃與運行分析；

郝全睿（1984），男，博士，副研究員，研究方向為多端直流輸電、交直流混合電網(wǎng)；

高峰（1979），男，博士，教授，博士生導師，研究方向為可再生能源并網(wǎng)。

山東省自然科學基金資助（ZR2014EEQ033）；中國博士后基金資助（2015M572029）；山東大學基本科研業(yè)務(wù)費專項資金資助（2014TB012）。