劉雪山　許建平　王　楠　高建龍

斷續(xù)模式單電感雙輸出Buck功率因數(shù) 校正變換器

劉雪山許建平王楠高建龍

（磁浮技術(shù)與磁浮列車教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（西南交通大學(xué)） 成都 610031）

傳統(tǒng)多路輸出功率因數(shù)校正（PFC）變換器多由前級(jí)PFC變換器級(jí)聯(lián)多個(gè)DC-DC變換器的兩級(jí)變換組成，成本高、體積大。提出了一種單級(jí)變換的單電感雙輸出（SIDO）Buck PFC變換器及其控制策略，并分析了其工作特性。通過對(duì)電感的分時(shí)復(fù)用控制，實(shí)現(xiàn)了兩個(gè)輸出支路的獨(dú)立控制。電感電流工作在斷續(xù)模式（DCM），消除了各路的交叉影響，相對(duì)于傳統(tǒng)兩級(jí)變換的多路輸出PFC變換器，減少了控制器與電感的數(shù)量，降低了變換器的體積與成本，并提高了變換器的效率。實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了此變換器高效率、高功率因數(shù)以及兩個(gè)輸出支路的高輸出準(zhǔn)確度控制特性。

Buck 功率因數(shù)校正 單電感雙輸出 斷續(xù)模式 單級(jí)結(jié)構(gòu)

0　引言

隨著LED照明等消費(fèi)類電子的快速發(fā)展，具有多路輸出的開關(guān)變換器得到了廣泛應(yīng)用［1，2］。為了減小電力電子裝置對(duì)電網(wǎng)的諧波污染，IEC 61000— 3—2 C類通用照明法規(guī)對(duì)AC-DC變換器注入電網(wǎng)的各次諧波電流提出了限制要求［3］，因此，研究具有功率因數(shù)校正（Power Factor Correction， PFC）功能的高性能、低成本多路輸出開關(guān)變換器具有重要的意義。

為了解決多路輸出開關(guān)變換器各輸出支路的控制及功率因數(shù)校正問題，傳統(tǒng)方法是在前級(jí)PFC變換器后面級(jí)聯(lián)多個(gè)DC-DC變換器，即前級(jí)PFC變換器提供直流母線電壓，后級(jí)DC-DC變換器分別實(shí)現(xiàn)各輸出支路的恒電流或恒電壓控制［4，5］。后級(jí)DC-DC可分為線性調(diào)節(jié)器與開關(guān)變換器，線性調(diào)節(jié)器結(jié)構(gòu)簡單，但線性調(diào)節(jié)器效率較低，特別是當(dāng)各輸出支路的電壓差異越大，對(duì)效率的影響越嚴(yán)重。相對(duì)于線性調(diào)節(jié)器，開關(guān)變換器可大幅度提高效率，但每一個(gè)開關(guān)變換器都需要電感、功率器件及相應(yīng)的控制器，增加了系統(tǒng)的體積與復(fù)雜性［6-10］。此外，前級(jí)PFC變換器后面級(jí)聯(lián)多個(gè)DC-DC變換器，輸出功率經(jīng)過了兩次轉(zhuǎn)換，功率變換效率較低。單級(jí)PFC變換器僅進(jìn)行一次功率變換，具有效率高、結(jié)構(gòu)簡單的優(yōu)點(diǎn)［11-13］。因此，研究具有功率因數(shù)校正功能的單級(jí)變換多輸出變換器具有重要的意義。

傳統(tǒng)耦合電感多路輸出變換器可實(shí)現(xiàn)單級(jí)變換多輸出變換器每一條輸出支路的恒壓控制，但無法實(shí)現(xiàn)每一條輸出支路的恒流控制，且恒壓控制時(shí)輸出支路間的交叉影響較嚴(yán)重，影響了調(diào)整準(zhǔn)確度［14］。為了實(shí)現(xiàn)每一條輸出支路的準(zhǔn)確調(diào)節(jié)，文獻(xiàn)［15，16］分別提出了基于磁放大技術(shù)的多路恒壓輸出變換器和多路恒流輸出變換器，但變換器仍需要多個(gè)電感和多個(gè)繞組。

單電感多輸出（Single-Inductor Multiple-Output，SIMO）開關(guān)變換器可以有效減少多路輸出開關(guān)變換器的電感和控制芯片的數(shù)量，從而有效降低多路輸出開關(guān)變換器的體積、重量和成本，為需要多路輸出電源的現(xiàn)代電子設(shè)備提供了一個(gè)較為理想的電源解決方案。目前國內(nèi)外學(xué)者對(duì)SIMO DC-DC變換器進(jìn)行了大量研究［17-22］，但還沒有關(guān)于SIMO PFC變換器的研究報(bào)道。單級(jí)Buck PFC變換器具有結(jié)構(gòu)簡單、效率高的優(yōu)點(diǎn)，非常適用于低成本、非隔離應(yīng)用的功率因數(shù)校正場(chǎng)合［23］。為此，本文提出了一種工作于斷續(xù)模式（Discontinuous Conduction Mode，DCM）的單電感雙輸出（Single-Inductor Dual-Output，SIDO）Buck PFC變換器，實(shí)現(xiàn)了單級(jí)變換雙路輸出PFC變換器，并研究了其特性及其控制策略。通過對(duì)電感的分時(shí)復(fù)用控制，實(shí)現(xiàn)了變換器每一個(gè)輸出支路的獨(dú)立控制。相比于傳統(tǒng)兩級(jí)變換多路輸出或多個(gè)變換器實(shí)現(xiàn)多路輸出方案，DCM SIDO Buck PFC變換器減少了電感與控制器的使用數(shù)量，降低了變換器的體積與成本。由于該P(yáng)FC變換器實(shí)現(xiàn)了功率的單級(jí)變換，因此，具有效率高的優(yōu)點(diǎn)。最后通過32.7W實(shí)驗(yàn)樣機(jī)驗(yàn)證了該變換器高效率、高功率因數(shù)與雙路高輸出準(zhǔn)確度的特性。

1　SIDO Buck PFC變換器

圖1a所示為本文提出的SIDO Buck PFC變換器主功率電路，主功率電路由二極管整流橋、輸入濾波電感Lf、輸入濾波電容Cf、功率開關(guān)管Qm、Qa和Qb、續(xù)流二極管VDm、VDa和VDb、電感L和輸出電容Ca、Cb構(gòu)成。Qa與Qb為兩個(gè)輸出支路的分時(shí)復(fù)用控制開關(guān)管。當(dāng)Qa導(dǎo)通，Qb關(guān)斷時(shí)，SIDO Buck PFC變換器為A支路輸出負(fù)載傳輸能量；反之，當(dāng)Qa關(guān)斷，Qb導(dǎo)通時(shí)，SIDO Buck PFC變換器為B支路輸出負(fù)載傳輸能量。Qa與VDa或Qb與VDb串聯(lián)連接可以使各個(gè)輸出支路電感的續(xù)流方向單向可控。

圖1 SIDO Buck PFC變換器及其控制環(huán)路Fig.1　SIDO Buck PFC converter and its control loop

圖1b所示為本文提出的電壓型控制斷續(xù)模式雙路恒流輸出SIDO Buck PFC的控制環(huán)路，兩個(gè)輸出支路均采用單電壓環(huán)控制。參考電流iref分別與A、B兩路輸出電流的采樣電流kaioa、kbiob相減后，經(jīng)過相應(yīng)的PI控制環(huán)，產(chǎn)生誤差信號(hào)uea、ueb。其中，ka與kb分別為兩路輸出電流的采樣系數(shù)。定頻時(shí)鐘信號(hào)CLK使RS觸發(fā)器置位，輸出Qm的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，同時(shí)三角波產(chǎn)生器以固定的斜率從零開始線性上升，三角波信號(hào)usaw同時(shí)與誤差信號(hào)uea、ueb進(jìn)行比較產(chǎn)生R1、R2復(fù)位信號(hào)。由分時(shí)復(fù)用信號(hào)（Timing-Multiplexing Signal， TMS）給選擇器S提供選擇信號(hào)，進(jìn)而決定在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)控制器復(fù)位信號(hào)R1或R2。當(dāng)TMS=1時(shí)，開關(guān)管Qa導(dǎo)通，Qb關(guān)斷，選擇器S選擇復(fù)位信號(hào)R1，控制器對(duì)A路輸出電流ioa進(jìn)行調(diào)節(jié)；同理，當(dāng)TMS=0時(shí)，控制器對(duì)B路輸出電流iob進(jìn)行調(diào)節(jié)。選擇器S的輸出為RS觸發(fā)器提供復(fù)位信號(hào)，RS觸發(fā)器復(fù)位后，開關(guān)管Qm關(guān)斷。驅(qū)動(dòng)信號(hào)Ga二分頻后產(chǎn)生TMS，而分時(shí)復(fù)用信號(hào)TMS（Ga） 及其互補(bǔ)信號(hào)Gb分別作為開關(guān)管Qa、Qb的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。Qm關(guān)斷后，三角波產(chǎn)生器清零，在接收到CLK信號(hào)后又重新開始線性上升，如此周而復(fù)始地實(shí)現(xiàn)三角波信號(hào)與誤差信號(hào)uea、ueb的比較，實(shí)現(xiàn)了雙路電感電流斷續(xù)模式分時(shí)復(fù)用控制。

2　工作特性分析

為簡化分析，做如下假設(shè)：

（1）所有的開關(guān)管、二極管、電感和電容均為理想元件。

（2）fs>>2fL，其中fL、fs分別為電網(wǎng)電壓頻率和主電感的復(fù)用頻率（即開關(guān)管Qa、Qb的開關(guān)頻率）。在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，電網(wǎng)輸入電壓可近似為一個(gè)恒定的量。

（3）變換器A、B兩個(gè)輸出支路的輸出電容Ca和Cb足夠大，變換器分別工作于A路和B路時(shí)，開關(guān)管Qm的導(dǎo)通時(shí)間保持不變，輸出支路A與輸出支路B的輸出電壓保持不變。變換器輸出支路A的輸出電壓小于輸出支路B輸出電壓，即Uoa＜Uob。

2.1輸入電流與電感電流分析

圖2所示為半個(gè)工頻周期內(nèi)，DCM SIDO Buck PFC變換器電感電流及其控制時(shí)序，電感以固定的復(fù)用時(shí)間TA與TB交替為A、B兩個(gè)輸出支路傳遞能量。TA與TB的交替工作，構(gòu)成一個(gè)復(fù)用周期Ts，在一個(gè)復(fù)用周期內(nèi)，A、B兩個(gè)輸出支路的電感電流峰值ip_A（θ）、ip_B（θ）分別為

式中，Up為輸入電壓峰值；θ 為輸入線電壓角度；m1與m2定義為輸出支路A、輸出支路B與輸入電壓峰值的比值；DA和DB分別為變換器輸出支路A和輸出支路B主開關(guān)管開通時(shí)間的占空比；Uoa和Uob分別為變換器輸出支路A和輸出支路B的輸出電壓。

圖2　　DCM SIDO Buck PFC變換器電感電流波形 及其控制時(shí)序Fig.2 Inductor current and control sequence of SIDO Buck PFC converter in DCM

由式（1）可得在一個(gè)復(fù)用周期內(nèi)，DCM SIDO Buck PFC變換器的輸出支路A和輸出支路B的輸入電流平均值分別為

在一個(gè)復(fù)用周期內(nèi)，DCM SIDO Buck PFC變換器輸入電流的平均值為輸出支路A和輸出支路B的輸入電流平均值之和，即

在半個(gè)工頻周期內(nèi)，SIDO Buck PFC變換器輸出支路A和輸出支路B的平均輸入功率分別等于其平均輸出功率，輸出支路A和輸出支路B的平均輸入功率分別為

即

由式（6）可得輸出支路A和輸出支路B的主開關(guān)開通占空比分別為

由式（1）、式（7）可知，在半個(gè)工頻周期內(nèi)，ip_A（t）、ip_B（t）隨輸入電壓的變化而變化，輸入電壓越高，電感電流峰值越大，在輸入電壓峰值處，即|sinωt|=1時(shí)，ip_A（t）、ip_B（t）達(dá)到最大，即

此時(shí)，各輸出支路電感的續(xù)流時(shí)間達(dá)到最大，即

為了使各輸出支路電感電流在輸入電壓峰值點(diǎn)處工作在斷續(xù)模式，電感量L對(duì)應(yīng)的充電時(shí)間與蓄流時(shí)間應(yīng)滿足

由式（8）可知，兩輸出支路的電感電流峰值最大值ip_A_max、ip_B_max僅與電感量和輸入輸出規(guī)格有關(guān)，在輸出功率與輸入輸出電壓確定的情況下，電感量越小，ip_A_max、ip_B_max越大。為了降低變換器的電流應(yīng)力，在滿足式（10）的情況下，要求電感量L的取值盡量大。

由式（3）、式（4）與式（7）可知，在半個(gè)工頻周期內(nèi)，SIDO Buck PFC變換器的輸入電流與各支路的功率配置有關(guān)。為了便于分析，假設(shè)輸出支路A與輸出支路B的功率配置比為1∶1，得到如圖3所示的半個(gè)工頻周期內(nèi)歸一化輸入電流波形，由圖3可知，輸入電流的正弦度與m1和m2組合的值有關(guān)，m1與m2的值越小，輸入電流的正弦度越好。

圖3　　DCM SIDO Buck PFC變換器歸一化輸入電流波形Fig.3　Input current of SIDO Buck PFC converter in DCM

2.2功率因數(shù)與輸入電流諧波分析

由式（6）可知，SIDO Buck PFC變換器的輸入有功功率為SIDO Buck PFC變換器的輸入視在功率Pin_a和功率因數(shù)PF分別由式（12）和式（13）給出。其中

由式（13）和式（14）可得如圖4所示變換器功率因數(shù)與m1、m2和k的關(guān)系曲線，其中，k=Po_A/Po_B為輸入出支路A與輸出支路B的輸出功率比。

圖4　　DCM SIDO Buck PFC變換器輸入功率因數(shù)與 m1、m2和k的關(guān)系曲線Fig.4　The relationship between power factor， m1， m2and k of SIDO Buck PFC converter in DCM

由圖4a可知，當(dāng)k=1時(shí)，變換器的功率因數(shù)隨m1、m2的增大而減??；當(dāng)m1與m2均小于0.62的情況下，變換器的功率因數(shù)在0.9以上。圖4b給出了DCM SIDO Buck PFC變換器各輸出支路輸出功率比k對(duì)PF值影響的曲線，由圖可知，當(dāng)m1與m2相等時(shí)，變換器的PF值與k無關(guān)；當(dāng)m1與m2不等時(shí)，隨著k由小逐漸變大，變換器的PF值逐漸變?yōu)橛奢敵鲋稟的特性決定。反之，隨著k由大逐漸變小，變換器的PF值逐漸變?yōu)橛奢敵鲋稡的特性決定。圖4反映了各種輸入電壓、輸出電壓，以及各輸出支路功率不同比值條件下的PF值。在各支路輸出電壓確定的情況下，輸入電壓的變化反映了m1與m2值的變化，即隨著輸入電壓增加，m1與m2的值相應(yīng)減小，由圖4可知，PF會(huì)相應(yīng)增加。 DCM SIDO Buck PFC 變換器輸入電流各次諧波與m1、m2的關(guān)系曲線如圖5所示，其中，k=1。由于IEC 61000—3—2 class C 3次諧波的限制標(biāo)準(zhǔn)與變換器的功率因數(shù)有關(guān)［3］，為此，在圖5a中單獨(dú)分析了3次諧波。在圖5b中給出了5～9次諧波分析結(jié)果。由圖5可知，m1、m2的值越大，各次諧波分量越高，其中m1、m2分別取值為（0.3，0.6）與（0.6，0.6）時(shí)，已超過了IEC 61000—3—2 class C 3次諧波的限制標(biāo)準(zhǔn)。因此，為了滿足IEC 61000—3—2 class C標(biāo)

圖5　　DCM SIDO Buck PFC變換器輸入電流 各次諧波與m1、m2的關(guān)系曲線Fig.5　The relationship between harmonic input current and （m1， m2） of SIDO Buck PFC converter in DCM

2.3開關(guān)管電壓應(yīng)力分析

如圖1所示，DCM SIDO Buck PFC變換器的主開關(guān)管Qm關(guān)斷時(shí)，其反壓最大值為輸入電壓，保留了傳統(tǒng)單輸出Buck PFC的特性。

當(dāng)TMS=0時(shí)，Qa關(guān)斷，在其關(guān)斷期間反向電壓最大值為

式（15）說明Qa的反向電壓與兩路的輸出條件有關(guān)，若A路輸出電壓的絕對(duì)值低于B路輸出電壓絕對(duì)值，則Qa反向電壓的最大值為Uob-Uoa，反之，則Qa的反向電壓為零。Qb的反向電壓與Qa類似，說明了DCM SIDO Buck PFC變換器分時(shí)復(fù)用控制開關(guān)管Qa與Qb低電壓應(yīng)力的特性。

由式（15）可知，若Uoa＜Uob，則Qa的最大反向電壓為Uob-Uoa，Qb的反向電壓為0，因此，可去除Qb與VDa；反之，若Uoa＞Uob，則可去除Qa與VDb。根據(jù)兩個(gè)輸出支路的電壓條件來選擇分時(shí)復(fù)用控制開關(guān)管的連接方式，可進(jìn)一步簡化主功率電路及控制電路，進(jìn)而提升變換器效率。

3　實(shí)驗(yàn)結(jié)果

3.1實(shí)驗(yàn)參數(shù)

本文對(duì)DCM SIDO Buck PFC變換器進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)研究。電路參數(shù)選取見表1，兩路輸出均采用恒流控制，電感的復(fù)用周期為25μs。根據(jù)1.3節(jié)分析結(jié)論，由于實(shí)驗(yàn)電路中輸出支路A的輸出電壓低于支路B的輸出電壓，因此主功率實(shí)驗(yàn)電路如圖6所示，僅存在一個(gè)分時(shí)復(fù)用控制開關(guān)管Qa。控制環(huán)路如圖1b所示。為了便于實(shí)驗(yàn)，文中實(shí)驗(yàn)部分控制器采用的是Microchip推出的電源類數(shù)字控制器dsPIC33FJ16GS504，此控制器集成了適用于電源控制的專用模塊，可以實(shí)現(xiàn)圖1所示的控制功能。

圖6　　DCM SIDO Buck PFC變換器實(shí)驗(yàn)電路Fig.6　The experimental circuit of DCM SIDO Buck PFC converter

表1　SIDO Buck PFC變換器電路參數(shù)Tab.1 Circuit parameters of SIDO Buck PFC converter

根據(jù)式（10）與表1所示實(shí)驗(yàn)參數(shù)，針對(duì)各輸出支路恒流輸出應(yīng)用，可得如圖7所示電感電流工作模式與電感量和輸出電壓的關(guān)系。如圖可知，隨著各輸出支路輸出電壓的下降，電感電流將進(jìn)入連續(xù)模式，連續(xù)模式將造成各輸出支路產(chǎn)生嚴(yán)重的交叉影響；電感量越大，各輸出支路在斷續(xù)模式下的工作區(qū)域越??；電感量越小，各輸出支路在斷續(xù)模式下的工作區(qū)域越大。但是，由式（8）可知，電感量越小，變換器的電流應(yīng)力越大。因此，為了使各輸出支路獲得較大的斷續(xù)模式工作區(qū)域和較低的電流應(yīng)力，本文實(shí)驗(yàn)部分電感取值為100μH。

圖7　電感電流工作模式與電感量和輸出電壓的關(guān)系Fig.7　The relationship of inductor current operation mode， inductance and output voltage

圖8　DCM SIDO Buck PFC變換器輸入電壓和 輸入電流實(shí)驗(yàn)波形Fig.8　uinand iinof DCM SIDO Buck PFC converter

3.2實(shí)驗(yàn)結(jié)果

圖8a與圖8b分別給出了AC110V與AC220V電壓輸入時(shí)DCM SIDO Buck PFC變換器的輸入電壓uin與輸入電流iin的實(shí)驗(yàn)波形，在兩種輸入電壓條件下，輸入電流均可以跟蹤輸入電壓的變化，實(shí)現(xiàn)了功率因數(shù)校正功能。

圖9給出了DCM SIDO Buck PFC變換器的PF值與輸入電壓的關(guān)系曲線，由圖9可知，在AC100～240V的寬輸入電壓范圍內(nèi)，變換器的功率因數(shù)均在0.94以上。由于低壓輸入與高壓輸入時(shí)濾波電路相同，而高壓輸入時(shí)濾波電容Cf流過的電流相對(duì)低壓輸入時(shí)所占的比例增大，進(jìn)而導(dǎo)致高壓輸入時(shí)輸入電流相位嚴(yán)重超前，造成高壓輸入時(shí)PF值降低，因此在輸入電壓較高時(shí)實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)與圖4所示的理論分析結(jié)果略有差異。

圖9 SIDO Buck PFC變換器PF曲線Fig.9　PF of SIDO Buck PFC converter

圖10給出了AC110V與AC220V電壓輸入時(shí)，輸入電流i 的諧波實(shí)驗(yàn)結(jié)果，由圖10可知，輸入 電流的各次諧波均小于IEC 61000—3—2 class C規(guī)定的諧波最大值限定標(biāo)準(zhǔn)，THD分別為27.25%和18.38%。

圖10 輸入電流iin的諧波分析Fig.10　Harmonic of input current iin

圖11a與圖11b分別為AC110V與AC220V輸入時(shí)，DCM SIDO Buck PFC變換器在輸入電壓峰值點(diǎn)的電感電流iL與分時(shí)復(fù)用信號(hào)TMS的實(shí)驗(yàn)波形。由圖11可知，輸出支路A和輸出支路B分別以12.5μs的固定復(fù)用時(shí)間交替工作，電感電流在額定負(fù)載條件下工作在斷續(xù)模式。

圖11 DCM SIDO Buck PFC變換器電感電流波形Fig.11　iLof SIDO Buck PFC converter in DCM

圖12a與圖12b分別給出了AC110V與AC220V電壓輸入時(shí)，DCM SIDO Buck PFC變換器的兩個(gè)輸出支路電流的實(shí)驗(yàn)波形。從圖中可以看出，在不同輸入電壓時(shí)，變換器的兩路輸出均可以實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定的輸出。

圖12　DCM SIDO Buck PFC變換器輸出電流實(shí)驗(yàn)波形Fig.12　ioaand iobof SIDO Buck PFC converter in DCM

表2給出了AC100～240V電壓輸入時(shí)變換器的兩路輸出電流，可以看出，在寬輸入電壓范圍條件下，DCM SIDO Buck PFC變換器均可實(shí)現(xiàn)高準(zhǔn)確度恒流輸出。 圖13給出了AC110V電壓輸入時(shí)，DCM SIDO Buck PFC變換器輸出支路A負(fù)載跳變的實(shí)驗(yàn)波形。由圖13可知，當(dāng)輸出支路A的負(fù)載功率由14W突降到10W再突增到14W時(shí)，在輸出支路A的負(fù)載電流ioa調(diào)整期間，輸出支路B的輸出未出現(xiàn)電流與電壓波動(dòng)，表明DCM SIDO Buck PFC變換器各輸出支路沒有動(dòng)態(tài)交叉影響。

表2　SIDO Buck PFC輸出電流Tab.2　Output current of SIDO Buck PFC converter

圖13 DCM SIDO Buck PFC變換器輸出支路A負(fù)載跳變實(shí)驗(yàn)波形Fig.13　Step load variation of uoaof SIDO Buck PFC converter in DCM

圖14給出了DCM SIDO Buck PFC變換器的效率曲線。由圖14可知，DCM SIDO Buck PFC變換器的效率最高值達(dá)到了92.05%，且在整個(gè)輸入電壓范圍內(nèi)均高于91%，由于DCM SIDO Buck PFC變換器實(shí)現(xiàn)了輸出功率單級(jí)變換，因此具有高效率特性。

圖14　SIDO Buck PFC變換器效率曲線Fig.14　Efficiency of SIDO Buck PFC converter

4　結(jié)論

本文提出了一種斷續(xù)模式單電感雙輸出Buck功率因數(shù)校正變換器，研究了其控制策略與特性。該P(yáng)FC變換器通過電感的分時(shí)復(fù)用控制，實(shí)現(xiàn)了各輸出支路的獨(dú)立調(diào)節(jié)。相對(duì)傳統(tǒng)兩級(jí)多路輸出或通過多個(gè)變換器實(shí)現(xiàn)多路輸出，減少了電感與控制器的使用數(shù)量，從而降低了變換器的體積與成本。分析表明，此變換器的功率因數(shù)和各次諧波與各輸出支路的電壓、功率相關(guān)，輸出支路占變換器總功率的比重越大，該輸出支路對(duì)變換器功率因數(shù)和各次諧波的影響越大。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，此變換器具有高效率、高功率因數(shù)與雙路高輸出準(zhǔn)確度的特性，且各輸出支路無交叉影響，適用于需要功率因數(shù)校正的多路恒流或恒壓輸出應(yīng)用，且為其提供了一種高性能、低成本的解決方案。

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劉雪山 男，1981年生，博士研究生，研究方向?yàn)殚_關(guān)變換器拓?fù)浼翱刂萍夹g(shù)。

許建平 男，1963年生，教授，博士生導(dǎo)師，主要從事電力電子數(shù)字控制技術(shù)、開關(guān)電源新穎控制技術(shù)、再生能源發(fā)電技術(shù)、移動(dòng)信息設(shè)備電源管理技術(shù)等研究。

Single-Inductor Dual Output Buck Power Factor Correction Converter Operating in Discontinuous Conduction Mode

Liu Xueshan Xu Jianping Wang Nan Gao Jianlong
（Key Laboratory of Magnetic Suspension Technology and Maglev Vehicle Ministry of Education Southwest Jiaotong University Chengdu 610031 China）

Two stage multiple output power factor correction（PFC） converter has the disadvantages of high cost and large size. In order to solve the above problems， a novel single-inductor dual-output Buck PFC converter was proposed in this paper. Control strategy and corresponding characteristics were analyzed. Independent regulation can be achieved in this converter by multiplexing a single inductor. Inductor current operates in discontinuous conduction mode（DCM）， eliminates the cross- regulation of each output. Compared with conventional two-stage multiple output solution， this solution benefits with significant overall cost saving， small size and light weight of equipment and device. Due to single stage power conversion， this PFC converter also benefits with high efficiency advantage. Finally， the characteristics of efficiency， power factor and output accuracy were verified in experimental results.

Buck， power factor correction， single-inductor dual-output， discontinuous conduction mode， single stage

TM46

國家自然科學(xué)基金（51177140）和中央高?；究蒲袠I(yè)務(wù)費(fèi)專項(xiàng)資金（2682013ZT20）資助項(xiàng)目。

2013-10-29 改稿日期 2013-12-26