吳翔宇，沈 瑩，唐友喜，周 娟，肖勢川

（1.電子科技大學通信抗干擾技術國家級重點實驗室，四川成都610054；2.成都信息工程學院，四川成都610103；3.成都泰瑞通信設備檢測有限公司，四川成都611731）

室內(nèi)環(huán)境下共用收發(fā)天線同時同頻全雙工自干擾信道測量與建模

吳翔宇1，沈 瑩1，唐友喜1，周 娟2，肖勢川3

（1.電子科技大學通信抗干擾技術國家級重點實驗室，四川成都610054；2.成都信息工程學院，四川成都610103；3.成都泰瑞通信設備檢測有限公司，四川成都611731）

同時同頻全雙工技術因能獲得更高的信道容量及頻譜利用率而得到人們的關注。目前，對單天線收發(fā)全雙工自干擾信道特性的研究尚未見到。針對此現(xiàn)狀，采用基于網(wǎng)絡分析儀的信道測量平臺，對室內(nèi)環(huán)境下2.6 GHz共用收發(fā)天線全雙工自干擾信道進行測量與分析。得到了均方根時延擴展與相關帶寬的統(tǒng)計模型。分析了天線饋線長度與損耗對自干擾信道的均方根時延擴展造成的影響。結(jié)果表明，均方根時延擴展服從對數(shù)正態(tài)分布；相關帶寬大致服從正態(tài)分布；相關帶寬與均方根時延擴展基本成反比關系；均方根時延擴展隨著天線饋線長度的增加而增加。

2.6 GHz；信道測量；室內(nèi)環(huán)境；同時同頻全雙工；自干擾信道；共用收發(fā)天線

0 引 言

同時同頻全雙工（co-frequency co-time full duplex，CCFD）技術能在同一頻段上同時收發(fā)數(shù)據(jù)，與時分雙工、頻分雙工方式相比，能夠獲得更高的信道容量及頻譜利用率。在頻譜資源異常緊張的今天，日益受到人們的關注［1］。

全雙工通信系統(tǒng)目前在結(jié)構上主要采用兩種方式［2］：一種是收發(fā)天線分離，一種是共用收發(fā)天線。共用收發(fā)天線的全雙工系統(tǒng)結(jié)構如圖1所示，收／發(fā)天線通過一個三端口路由選擇裝置（three port routing device）與收／發(fā)單元相連，目前研究共用收發(fā)天線的全雙工的文獻中，三端口路由選擇裝置一般采用的是環(huán)形器。由于環(huán)形器端口之間不具有互易性，因此可以將同時同頻的發(fā)射信號與接收信號進行分離，從而使全雙工系統(tǒng)達到共用天線的目的。采用共用收發(fā)天線的結(jié)構相對于收發(fā)天線分離的系統(tǒng)，可以減少收發(fā)天線的數(shù)目。另外，自干擾信號的能量主要集中在系統(tǒng)的天線端口的反射信號與環(huán)形器的泄漏信號上［5］，天線端口的反射信號與環(huán)形器的泄露信號經(jīng)線纜或器件傳輸，便于確定（可以定量計算或者測量），因此利于降低接收機射頻干擾抵消的復雜度。

全雙工技術研究的核心就是自干擾信號的消除，目前普遍采用射頻域自干擾消除與數(shù)字域自干擾消除相結(jié)合的方式對自干擾信號進行抑制。一些研究機構如美國加州大學［3］、萊斯大學［4］、斯坦福大學［56］、電子科技大學［7］等在2011～2014年相繼進行了CCFD技術的實驗驗證，從實驗結(jié)果上看，目前總體抑制能力最好可達110 dB左右［5］。

全雙工自干擾信道的傳播特性是研究全雙工自干擾信號消除的基礎。目前針對收發(fā)天線分離的全雙工自干擾信道模型的有一些研究［8］，然而尚無文獻針對共用收發(fā)天線的全雙工自干擾信道的傳播特性進行研究。

共用收發(fā)天線同時同頻全雙工通信系統(tǒng)結(jié)構如圖1所示。本文對2.5～2.7 GHz頻段，采用網(wǎng)絡分析儀搭建的頻域測量平臺，對室內(nèi)共用收發(fā)天線CCFD的自干擾信道進行了測量，分析得到了均方根（root-mean-square，RMS）時延擴展與相關帶寬的統(tǒng)計模型，并對天線饋線對RMS時延擴展的影響進行研究。

圖1 單天線全雙工無線通信示意圖

1 測量平臺與測量場景

室內(nèi)環(huán)境2.6 GHz共用收發(fā)天線全雙工自干擾信道的傳輸特性參數(shù)通過信道測量得到。本節(jié)詳細介紹了測量過程所使用到的無線信道測量平臺，并對所測量的場景與測量過程進行描述。

1.1 測量平臺

本文所進行的測量是在頻域進行的，測量系統(tǒng)如圖2所示，包括一臺矢量網(wǎng)絡分析儀（vector network analyzer，VNA）RS-ZNB8，一個環(huán)形器，一個4 d Bi的全向天線。環(huán)形器功率流方向為端口1→端口2→端口3→端口1。VNA的發(fā)射端口與環(huán)形器的端口1相連，發(fā)射信號的功率為10 d Bm，掃頻范圍為2.5～2.7 GHz，掃頻間隔為1 MHz，環(huán)形器的端口2與天線相連，端口3接VNA的輸入端。測試過程中每次掃頻時間間隔為1 s。測試的頻率響應通過以太網(wǎng)口存儲到計算機。為了將真實的多徑分量與噪聲區(qū)分，需要確定噪聲門限。為此，選取了大約500個功率時延譜（power delay profile，PDP）樣本，去除25%的功率最大值與25%的功率最小值，然后進行平均［10］。

圖2 信道測量平臺

1.2 測量場景及測量過程

測試地點選擇信息產(chǎn)業(yè)有線通信產(chǎn)品質(zhì)檢中心（成都）3樓的3個房間A，B，C與一條走廊D，如圖3所示。其中A房間選取81個測試點，B房間選取52個測試點，C房間選取66個測試點，走廊D選取90個測試點。房間內(nèi)有一些木制與鐵制家具。

圖3 測試場景及平面圖

在測試過程中，天線高度h分別設置為1 m，1.7 m，2.5 m。測量時，把天線置于測試點上，每次測試將天線置于不同的高度，測試完成后，將天線移至下一測試點進行測試。另外，天線饋線會對全雙工自干擾信道產(chǎn)生影響，為了分析這種影響，在A房間的測試過程中，針對每個測試位置分別選取饋線長度L＝0 m（天線直接與環(huán)形器相連）與L＝1.5 m兩種情況進行測量。

VNA測量的S參數(shù)S21作為共用收發(fā)天線全雙工自干擾信道的傳遞函數(shù)。201個單頻信號的頻點均勻分布在2.5～2.7 GHz的帶寬內(nèi)。因此，最小時延分辨率為5 ns，最大可測量時延擴展為1μs。為了降低噪聲影響，取10次測量的平均值作為該次測量的數(shù)據(jù)。一次測量持續(xù)幾秒鐘的時間，在測量期間天線附近無人走動，以使信道不變。

2 信道特性分析度量及測試數(shù)據(jù)處理及分析

2.1 RMS時延擴展

自干擾信道的RMS時延擴展是衡量全雙工自干擾信道傳播特性的一個重要的參數(shù)，其與自干擾信道的PDP有關。從實驗結(jié)果來看，不同的饋線長度之間自干擾信道的PDP存在較大的差異，這種差異對研究自干擾消除的方式具有重要的影響。本節(jié)首先對不同饋線長度下的PDP之間的差異的原因進行分析，然后分析了饋線對共用收發(fā)天線全雙工自干擾信道的RMS時延擴展的影響，最后針對不同場景RMS時延擴展給出了相應的統(tǒng)計結(jié)果。

2.1.1 時延功率譜

在室內(nèi)空間任意一點，共用收發(fā)天線CCFD自干擾信道h（t，τ）可以用沖激響應建模，表示為

式中，t表示為沖擊的觀測時間；τ為沖擊的應用時間；I為多徑數(shù)；τi（t）為第i條徑到達時間；ai（t）為第i條徑的幅度；θi（t）為第i條徑的相位；δ為狄拉克函數(shù)。

本文采用的測量方法是頻域測量。頻率響應函數(shù)Y（f）通過逆傅里葉變換（inverse discrete Fourier tronsform，IDFT），得到時域沖擊響應為

式中，H（f）是2.5～2.7 GHz信道的頻率響應函數(shù)；w（f）為窗函數(shù)，用來降低頻譜的泄漏［11］。本文w（f）采用Hanning窗，其旁瓣抑制達43 dB，相對于矩形窗主瓣時延展寬1.4倍［12］。

時域沖擊響應h（τ）模值的平方就是時延功率譜P（τ）［13］，表示為

圖4是在A房間測試得到當饋線長度L＝0 m（天線直接與環(huán)形器相連）與L＝1.5 m時，不同位置下的PDP。從圖4可以看出，當饋線長度不同時，其PDP有比較大的差異。當L＝0 m時（天線直接與環(huán)形器的2端口相連），只有1條比較明顯的主徑。當L＝1.5 m時，可以看出有2條比較明顯的主徑。這是由于發(fā)射信號經(jīng)過環(huán)形器后，VNA的接收端接收的信號主要由3部分組成。第1部分是發(fā)射信號經(jīng)環(huán)形器泄漏到接收端的泄漏徑，泄漏徑是由于環(huán)形器的自身特性以及環(huán)形器與天線之間的饋線的阻抗失配造成的。第2部分是天線反射徑，天線反射徑是由于天線與饋線之間的阻抗失配而導致發(fā)射信號的部分能量反射回接收端造成的。第3部分是空間反射徑，空間反射徑是由于信號經(jīng)天線發(fā)射到周圍空間并經(jīng)障礙物反射回接收端造成的。當L＝0 m時，天線反射徑與泄漏徑幾乎同時最先到達接收端，這2條徑相互疊加，因此在圖4（a）中只有1條比較明顯的主徑。當L＝1.5 m時，天線反射徑由于經(jīng)過饋線造成一定的延遲，因此到達接收端的時間要比泄漏徑要遲。這也是圖4（b）中有2條主徑的原因。

圖4 A房間不同饋線長度下的PDP

2.1.2 饋線對RMS時延擴展的影響

饋線長度會對自干擾信道產(chǎn)生影響，進而影響RMS時延擴展。

RMS時延擴展定義為時延功率譜的二階中心矩，計算公式［13］為

式中

式中，P（τk）是第k條路徑分量的功率；τk是對應的時延。

當饋線長度L＝0 m時，在某一位置的RMS時延擴展τ′rms可寫成

式中，P（τ′k）是當L＝0 m時第k條路徑分量的功率；τ′k是對應的時延。

當L＝l m時，在同一位置的RMS時延擴展τ″rms可寫成

式中，P（τ″k）是當L＝l m時第k條路徑分量的功率；τ″k是對應的時延。

一般來說，泄漏徑到達時間要比其他徑的到達時間要早，因此在式（6）和式（7）中，P（τ′1），τ′1與P（τ″1），τ″1分別為L＝0 m與L＝l m時泄露徑的功率與到達時間。這里將泄漏徑的到達時間作為起始點［14］，τ′1＝τ″1＝0。另外，泄露徑的功率與環(huán)形器的隔離度相關。環(huán)形器的隔離度不僅與其自身特性相關，而且與環(huán)形器和天線之間的饋線的阻抗失配相關［15］。如果忽略L＝0 m與L＝l m時外接饋線對環(huán)形器端口2的阻抗引起的變化，則在同一測試位置，周圍環(huán)境不變的情況下，P（τ′1）＝P（τ″1）。假定長度L＝l m的饋線產(chǎn)生的延遲為τ0，損耗為PL。則L＝l m時的天線反射徑與空間反射徑到達的時延要比L＝0 m時滯后2τ0，損耗為PL2，即當k≥2時，τ″k＝τ′k+2τ0，P（τ″k）＝P（τ′k）×PL2。

式（6）可寫為

式（7）可寫為

令

將式（10）和式（11）代入式（9）可得到

為了驗證上述分析，分別在A房間內(nèi)選取243個測試點（81個不同位置×3個天線高度（1 m，1.7 m，2.5 m））。在饋線長度L＝0 m與L＝1.5 m兩種情況進行測量。當L＝0 m時，τrms＝2.54～2.94 ns，γ＝0.52～0.55，ˉτ＝2.59～2.97 ns，τ0≈6.4 ns，PL＝－2.5 d B，經(jīng)計算τ″rms＝7.80～8.04 ns。實測結(jié)果τ″rms＝7.25～8.08 ns。從測量結(jié)果可以看出，理論分析的結(jié)果與測試結(jié)果基本相符。

2.1.3 RMS時延擴展的統(tǒng)計結(jié)果

利用采集到的測試點的PDP，根據(jù)式（4）計算出每次測量的RMS時延擴展τrms。圖5為房間A場景下的L＝0 m與L＝1.5 m時的τrms的累積概率密度曲線。

對不同的場景得到的測試的樣本采用柯爾莫洛夫－斯米爾洛夫（Kolmogorov-Smirnov，K-S）檢驗來分析是否符合對數(shù)正態(tài)分布。其顯著性水平值P如表1與表2所示。從結(jié)果可以看出，對應于不同場景，其RMS時延擴展的概率分布可以與對數(shù)正態(tài)分布較好的進行擬合。

因此，共用收發(fā)天線全雙工自干擾信道的τrms可用對數(shù)正態(tài)分布來建模，表示為

式中，τrms（L）為在饋線長度為L時的RMS時延擴展；X（L）為服從N（μ，σ2）的正態(tài)分布的隨機變量；μ為X（L）的均值；δ為X（L）的標準差。表1與表2分別是不同場景下RMS時延擴展統(tǒng)計表。從結(jié)果可以看出，當饋線長度增加時，其τrms的均值也相應增加。

圖5 房間A場景下RMS時延擴展累積概率分布及擬合曲線

表1 L＝0 m與L＝1.5 m時，房間A場景下的RMS時延擴展統(tǒng)計表

表2 L＝0時，不同場景下的RMS時延擴展統(tǒng)計表

另外，天線高度對于RMS時延擴展有一定的影響。但是隨著饋線長度的增加，這種影響逐漸減小。當L＝0 m時，從圖5（a）可以看出，在天線高度為2.5 m的情況下，RMS時延擴展的均值偏小。這是由于當L＝0 m時，泄露徑與天線反射徑的到達時間幾乎相同，如圖4（a）所示，這時影響RMS時延擴展的主要是空間反射徑。當天線高度較低時（h＝1 m與h＝1.7 m），周圍的反射物要比h＝2.5 m（當h＝2.5 m時，天線高度接近天花板的高度）要多，空間反射徑也要比h＝2.5 m豐富。因此，RMS時延擴展相對偏小。當L＝1.5 m時，天線反射徑與泄露徑分離，如圖4（b）所示，影響RMS時延擴展不僅有空間反射徑，還有天線反射徑，由于天線反射徑的功率相對空間反射徑要大得多，這時，空間反射徑對RMS時延擴展的影響退居次要地位，周圍反射物對RMS時延擴展的影響相對減弱，因此天線高度對RMS時延的影響相對較弱，如圖5（b）所示，其均值隨天線高度的變化不是非常明顯。

2.2 相關帶寬

相關帶寬反映了頻率響應不發(fā)生顯著變化的范圍。相關帶寬是由信道頻率響應的復自相關函數(shù)得到［17］。任意位置x的信道頻率響應的復自相關函數(shù)R（Δf，x）可由式（14）計算：

3 dB相關帶寬B0.5定義為

式中，k＝0.5。圖6為一測試點頻率響應的自相關函數(shù)。

圖6 頻率響應的自相關函數(shù)

2.2.1 相同場景下，不同饋線長度的相關帶寬的比較

根據(jù)式（1）和式（2）計算每個測試點的自干擾信道的相關帶寬，其中房間A場景的相關帶寬的累積分布函數(shù)如圖（7）所示。采用K-S檢驗對測試數(shù)據(jù)的累積分布與對數(shù)正態(tài)分布的擬合優(yōu)度進行分析，其顯著性水平值P值［21］如表3所示。從表3的結(jié)果可以看出不同場景的相干帶寬基本上符合正態(tài)分布。

一般來說，相關帶寬與RMS時延擴展之間存在反比關系［18-19］，即

為了驗證上述結(jié)論，將房間A內(nèi)當L＝0 m與L＝1.5 m時的每個測試點所得到的RMS時延擴展τrms與相干帶寬B0.5用最小二乘法進行擬合，得到a＝7.51。測試數(shù)據(jù)與擬合曲線如圖8所示。為了檢驗擬合的性能，采用相關指數(shù)R2進行擬合優(yōu)度分析，即

式中，Yi為B0.5的實測值；?Yi為通過式（16）計算得到的B0.5的理論值；ˉY為Yi的均值。根據(jù)實驗數(shù)據(jù)得到R2＝0.993 7，由此可以看出，相關帶寬與RMS時延擴展之間存在較好的反比關系。

圖7 房間A內(nèi)L＝0 m與L＝1.5 m時的相關帶寬的累積概率分布及擬合曲線

圖8 B0.5與τrms之間的關系

表3 房間A內(nèi)L＝0 m與L＝1.5 m時的相關帶寬B0.5的統(tǒng)計結(jié)果

信道的時延擴展控制了頻率相干［20］，饋線長度的變化會對自干擾信道的時延擴展產(chǎn)生影響，繼而影響相干帶寬。從表3可以看出，隨著饋線長度的增加，相干帶寬逐漸減少。當饋線長度L＝0 m時，自干擾信道的3 dB相關帶寬是在47.78～50.88 MHz之間，當饋線長度增加到L＝1.5 m時，其相關帶寬減小到17.29～18.50 MHz的范圍內(nèi)。另外，相關帶寬與RMS時延擴展之間互為反比例關系，這種關系與一些傳統(tǒng)的有用信道的測量的結(jié)果相似［1819］。

2.2.2 不同場景下相關帶寬的比較

表4為不同場景下L＝0 m時的自干擾信道相關帶寬的統(tǒng)計結(jié)果。對測試所得的樣本進行K-S檢驗，結(jié)果顯示相關帶寬基本上服從正態(tài)分布。K-S檢驗的顯著性水平值P如表4所示。

表4 L＝0 m時，不同場景下的相關帶寬B0.5統(tǒng)計表

從表4可以看出，在饋線長度L＝0的情況下，不同的環(huán)境，其相關帶寬的均值有所不同。另外相干帶寬的標準差也不盡相同，相干帶寬的標準差反映的是相干帶寬的波動大小，走廊環(huán)境的相干帶寬的波動最大，從圖3測試平面圖可以看出，走廊環(huán)境并不十分規(guī)則，不同測試區(qū)域的周圍的反射體分布變化比較大，可能會對相干帶寬影響較大。

3 共用收發(fā)天線全雙工自干擾信道的特殊性

共用收發(fā)天線全雙工系統(tǒng)由于采用了環(huán)形器對收發(fā)信號進行隔離，其自干擾信道與收發(fā)天線分離全雙工自干擾信道及其一般室內(nèi)有用信道有著比較大的差異。本節(jié)將主要闡述共用收發(fā)天線全雙工自干擾信道的特殊性，并且將其與另外兩種信道的主要參數(shù)進行對比，如表5所示。

表5 共用收發(fā)天線全雙工自干擾信道與其他信道比較

其中，一般的室內(nèi)信道統(tǒng)計參數(shù)來自WinnerⅡ［19］，收發(fā)天線分離全雙工自干擾信道統(tǒng)計參數(shù)來自文獻［8］。共用收發(fā)天線全雙工信道特殊性主要有以下幾點：

（1）共用收發(fā)天線全雙工系統(tǒng)由于采用環(huán)形器來實現(xiàn)共用收發(fā)天線，其一部分自干擾信號經(jīng)由天線端口反射以及環(huán)形器泄漏到達接收端，另一部分自干擾信號經(jīng)由空間反射并通過天線饋線、環(huán)形器到達接收端，因此共用收發(fā)天線全雙工自干擾信道特性不僅與周圍環(huán)境有關，而且與天線、天線饋線與環(huán)形器等器件的特性相關。而收發(fā)天線分離全雙工自干擾信道及其一般室內(nèi)有用信道則不存在這種情況。

（2）共用收發(fā)天線全雙工自干擾信道的主徑分別為泄露徑與天線反射徑。隨著饋線長度的增加，泄露徑與天線反射徑的時間間隔逐漸增大。另外泄露徑與天線反射徑相對比較穩(wěn)定，其幅度不隨測試位置的變化而改變。而對于收發(fā)天線分離全雙工自干擾信道及其一般室內(nèi)有用信道來說則不具有這種特點。

（3）共用收發(fā)天線全雙工自干擾信道的RMS時延擴展隨著饋線長度的增加而增加，在饋線長度一定的情況下其分布主要服從對數(shù)正態(tài)分布。這一點與收發(fā)天線分離自干擾信道及其一般室內(nèi)有用信道不同。

4 結(jié) 論

本文針對室內(nèi)場景，在2.6 GHz頻段上對共用收發(fā)天線CCFD自干擾信道進行了研究。分析了不同饋線長度下的PDP的差異，研究了饋線對共用收發(fā)天線全雙工自干擾信道的RMS時延擴展的影響，并針對L＝0時的均方時延擴展給出了相應的統(tǒng)計模型，統(tǒng)計結(jié)果表明RMS時延擴展服從對數(shù)正態(tài)分布。然后對不同場景下的相干帶寬進行比較，結(jié)果顯示相干帶寬服從正態(tài)分布，相干帶寬與RMS時延擴展之間為反比關系。這些結(jié)果為深入研究CCFD系統(tǒng)的自干擾消除方式奠定基礎。

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Measurement and modeling of co-time co-frequency single antenna full-duplex self-interference channel in indoor environment

WU Xiang-yu1，SHEN Ying1，TANG You-xi1，ZHOU Juan2，XIAO Shi-chuan3
（1.National Key Lab of Science and Technology on Communications，University of Electronic Science and Technology of China，Chengdu，610054，China；2.Chengdu University of Information Technology，Chengdu，610103，China；3.Chengdu Tairui Telecommunication Equipment Test Co.，Ltd，Chengdu 611731，China）

The utilization of the spectrum can be improved by using the technologies of co-time co-frequency fullduplex（CCFD）in theory，which has attracted many attentions by researchers.Measurements and characterizations are rarely involved at indoor single antenna self-interference channel of CCFD.Measurements and analyses are performed at 2.6 GHz under typical indoor environment with channel sounder based on vector network analyzer.By analyzing the measurement data，the empirical channel characteristics such as the RMS delay spread and the coherence bandwidth have been extracted.The impacts of the feed line of antenna on the root-mean-square（RMS）delay are studied.Results show that the statistics of RMS delay follow lognormal distribution.The RMSdelay increases with increasing the length of the feed line.The statistics of coherence bandwidth follow normal distribution.It has been confirmed that an inverse relation between the coherence bandwidth and the RMS delay spread.

2.6 GHz；channel measurement；indoor environment；co-time co-frequency full-duplex（CCFD）；self-interference channel；single antenna

TN 929.5 文獻標志碼：A DOI：10.3969／j.issn.1001-506X.2015.09.29

吳翔宇（1979-），男，工程師，博士研究生，主要研究方向為同時同頻全雙工通信技術。

E-mail：wuxiangyu2046＠189.cn.

沈 瑩（1980-），男，副教授，博士，主要研究方向為無線通信系統(tǒng)。

E-mail：shenying＠uestc.edu.cn.

唐友喜（1964-），男，教授，博士，主要研究方向為移動通信。

E-mail：tangyx＠uestc.edu.cn.

周 娟（1984-），女，博士，主要研究方向為信號處理、認知無線電通信。

E-mail：zhoujuanbsh＠qq.com

肖勢川（1979-），男，工程師，主要研究方向為通信測試技術通信。

E-mail：xiaoshichuan＠cdtr-lab.cn

1001-506X（2015）09-2148-08

2014-10-21；

2014-11-26；網(wǎng)絡優(yōu)先出版日期：2015-04-03。

網(wǎng)絡優(yōu)先出版地址：http：／／www.cnki.net／kcms／detail／11.2422.TN.20150403.1340.005.html

國家自然科學基金課題（61201126，61271164，61471108）；國家重大專項（2014ZX03003001-002）；國家高技術研究發(fā)展計劃（863計劃）（2014AA01A704，2014AA01A706）資助課題