楊潤(rùn)豐 張智聰 鄭曉東

(1．東莞職業(yè)技術(shù)學(xué)院 電子工程系，廣東東莞 523808;2．東莞理工學(xué)院 機(jī)械工程學(xué)院，廣東東莞 523808)

無(wú)線個(gè)人局域網(wǎng)的媒體訪問(wèn)控制層和物理層以多頻帶正交頻分復(fù)用 (MB－OFDM)技術(shù)規(guī)范實(shí)現(xiàn)高速無(wú)線通用串行總線、快速藍(lán)牙和無(wú)線高清媒體接口等應(yīng)用。為了滿足MB－OFDM系統(tǒng)高速數(shù)據(jù)傳輸?shù)囊蠛吞岣呦到y(tǒng)基帶的高速處理能力和解碼的糾錯(cuò)能力，國(guó)內(nèi)外學(xué)者對(duì)其提出定時(shí)同步、時(shí)頻擴(kuò)展、前向糾錯(cuò)、載波的時(shí)間和頻率分集、平行卷織編解碼、雙載波調(diào)制等技術(shù)的應(yīng)用［1－4］。本文按照MB－OFDM系統(tǒng)不同的傳輸模式要求，結(jié)合系統(tǒng)基帶多種運(yùn)行模式中不同層次的編碼和不同類型的復(fù)用技術(shù)，提出四相相移鍵控、雙載波、雙載波32正交振幅三種調(diào)制及解調(diào)技術(shù)。

1 系統(tǒng)模型

MB－OFDM系統(tǒng)的工作頻譜從3.1 GHz～10.6 GHz劃分14個(gè)子頻段。正交頻分復(fù)用 (OFDM)符號(hào)是多頻帶正交頻分復(fù)用無(wú)線電信號(hào)的基本量子。系統(tǒng)采用多頻帶OFDM調(diào)制方式發(fā)送數(shù)據(jù)。每個(gè)OFDM符號(hào)由100個(gè)數(shù)據(jù)子載波、12個(gè)導(dǎo)頻子載波、6個(gè)零值和10個(gè)保護(hù)子載波組成。12個(gè)導(dǎo)頻子載波用來(lái)相干檢測(cè)，10個(gè)保護(hù)子載波用于減少符號(hào)間干擾。總共128個(gè)子載波，利用128點(diǎn)快速傅立葉逆變換 (IFFT)計(jì)算所得。每個(gè)OFDM符號(hào)增加長(zhǎng)度為70.08 ns的補(bǔ)0后綴，使得整個(gè)OFDM符號(hào)的時(shí)間長(zhǎng)度可達(dá)242.42 ns，這緩解多徑信道對(duì)OFDM符號(hào)的干擾，還為發(fā)射機(jī)和接收機(jī)提供充分的時(shí)間完成切換運(yùn)轉(zhuǎn)和穩(wěn)定地工作。

系統(tǒng)還利用時(shí)頻擴(kuò)展和前向糾錯(cuò)實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)傳輸速率的改變。前向糾錯(cuò)使用的卷積碼編碼速率為:1/3，1/2，5/8和3/4。系統(tǒng)使用雙載波時(shí)頻碼對(duì)編碼數(shù)據(jù)進(jìn)行擴(kuò)展，其中擴(kuò)展方式有兩種:一種是采用雙載波時(shí)頻交織技術(shù)使得編碼信息交織到4個(gè)雙載波組上，另一種則采用雙載波固定頻率交織技術(shù)，這時(shí)編碼信息發(fā)送到單個(gè)雙載波組上，使系統(tǒng)支持多種數(shù)據(jù)速率:53.3、80、106.7、160、200、320、400、480、600 Mb/s。

當(dāng)發(fā)射端發(fā)送數(shù)據(jù)包時(shí)，首先發(fā)送物理層匯聚協(xié)議前導(dǎo)符，接著是物理層匯聚協(xié)議包頭，最后是物理層匯聚協(xié)議服務(wù)數(shù)據(jù)單元，此部分由幀有效負(fù)載和幀校驗(yàn)序列，尾比特和填充比特連接而成。圖1和圖2分別是物理層匯聚協(xié)議服務(wù)數(shù)據(jù)單元在基帶的編碼和解碼過(guò)程。物理層匯聚協(xié)議服務(wù)數(shù)據(jù)單元中的二進(jìn)制數(shù)據(jù)序列經(jīng)擾碼、編碼和交織后由調(diào)制映射到星座圖上。當(dāng)數(shù)據(jù)速率小于或等于200 Mb/s時(shí)，調(diào)制使用四相相移鍵控信號(hào) (QPSK)星座圖映射;當(dāng)數(shù)據(jù)速率大于或等于320 Mb/s時(shí)，調(diào)制使用雙載波調(diào)制星座圖映射;當(dāng)數(shù)據(jù)速率大于或等于600 Mb/s時(shí)，調(diào)制使用雙載波32正交振幅 (QAM)星座圖映射。雙載波調(diào)制技術(shù)是由Batra和Balakrishnan［3］提出，作為提高多頻帶正交頻分復(fù)用系統(tǒng)系統(tǒng)性能的方案之一。由星座映射所產(chǎn)生的復(fù)數(shù)裝載到OFDM符號(hào)的數(shù)據(jù)子載波中，從而完成OFDM調(diào)制。

圖1 物理層匯聚協(xié)議數(shù)據(jù)單元在發(fā)射機(jī)中的編碼過(guò)程

圖2 物理層匯聚協(xié)議數(shù)據(jù)單元在接收機(jī)中的解碼過(guò)程

2 調(diào)制

2.1 四相相移鍵控調(diào)制

經(jīng)過(guò)位交織處理后，二進(jìn)制串行輸入數(shù)據(jù)以2比特 (b［k］，k=0，1，2，L)為一組分成多組轉(zhuǎn)換成一個(gè)復(fù)數(shù)，此復(fù)數(shù)為4個(gè)四相相移鍵控 (QPSK)星座圖點(diǎn)之—，并按格雷碼星座圖進(jìn)行映射，如圖3所示，所輸出的復(fù)數(shù)值Y［k］(k=0，1，2，L)需使用進(jìn)行符號(hào)平均功率的歸一化，如公式 (1)所示。

其中k=0，1，2，…，n;當(dāng)使用頻域擴(kuò)展模式時(shí) n=49，否則 n=99。

圖3 QPSK調(diào)制編碼

2.2 雙載波調(diào)制

經(jīng)過(guò)位交織處理后，1 200個(gè)編碼交織位被劃分成4組，每組200位，然后再?gòu)?00位中分成50組，每組4位重新排序。每一組的4位表示為 (bg(k)，bg(k)+1，bg(k)+50，bg(k)+51)，其中k∈ ［0…49］和

這四個(gè)比特被交錯(cuò)映射到兩個(gè)QPSK符號(hào)(xg(k)+jxg(k)+50)，(xg(k)+1+jxg(k)+51)中，如公式 (3)所示。

然后通過(guò)雙載波調(diào)制混合矩陣式H(4)把這兩個(gè)QPSK符號(hào)映射到兩個(gè)雙載波調(diào)制符號(hào)中，如公式 (5)所示，其中是歸一化因子，如圖4所示。所產(chǎn)生的兩個(gè)雙載波調(diào)制符號(hào) (yT(k)，yT(k+50))被調(diào)制到兩個(gè)獨(dú)立的OFDM符號(hào)數(shù)據(jù)子載波中。為了實(shí)現(xiàn)頻率分集，兩個(gè)數(shù)據(jù)子載波相隔50個(gè)子載波。總共需要100個(gè)雙載波調(diào)制符號(hào)提供給128點(diǎn)的IFFT模塊以生成一個(gè)OFDM符號(hào)。OFDM符號(hào)中每個(gè)的子載波所占用的帶寬約4 MHz，因而與雙載波調(diào)制符號(hào) (yT(k)，yT(k+50))相關(guān)的兩個(gè)獨(dú)立OFDM符號(hào)數(shù)據(jù)子載波相隔的帶寬為200 MHz，這種頻率分集的方法能非常有效地解決信息受深衰落的影響。

圖4 雙載波調(diào)制編碼

2.3 雙載波32QAM調(diào)制

經(jīng)過(guò)位交織處理后，1 500個(gè)已編碼和交織位被劃分成5組，每組250位，然后每組再分50小組，每組5位重新排序。每一組的5位表示為(bg(k)，bg(k)+50，bg(k)+51，bg(k)+100，bg(k)+101)，其中k∈［0…49］和

(bg(k)+50，bg(k)+51，bg(k)+100，bg(k)+101)交錯(cuò)映射到兩個(gè) QPSK符號(hào) (xg(k)+jxg(k)+50)，(xg(k)+1+jxg(k)+51)，如公式 (7)所示。這兩對(duì)比特位不是連續(xù)順序的比特流。bg(k)+50和bg(k)+100映射到一個(gè)QPSK符號(hào)，而bg(k)+51和bg(k)+101映射到另一個(gè)QPSK符號(hào)，進(jìn)一步實(shí)現(xiàn)位交織更好地應(yīng)對(duì)突發(fā)誤碼。根據(jù)bg(k)的值把這兩個(gè)QPSK符號(hào)調(diào)制到兩個(gè)雙載波32－QAM符號(hào) (yT(k)，yT(k+50))中，如公式 (8)所示，其中是?；蜃?。每個(gè)雙載波32－QAM符號(hào)在星座圖中的有均等區(qū)域給對(duì)應(yīng)的信息位。雙載波32－QAM調(diào)制在兩個(gè)OFDM數(shù)據(jù)子載波中有兩個(gè)不同的星象映射圖，如圖5所示。此外，圓形的星座點(diǎn)定位可提供恒定功率到每個(gè)雙載波32－QAM符號(hào)，使得對(duì)自動(dòng)增益控制和模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器較低幅度沖擊的影響。

圖5 雙載波32－QAM調(diào)制編碼

為了有效地對(duì)抗信道深衰落，雙載波32－QAM調(diào)制也采用頻率分集。兩個(gè)雙載波32－QAM符號(hào)(yT(k)，yT(k+50))被分配到相隔50個(gè)子載波的兩個(gè)獨(dú)立OFDM數(shù)據(jù)子載波上。128點(diǎn)的IFFT模塊需要100個(gè)雙載波32－QAM符號(hào)組成一個(gè)OFDM符號(hào)，這有利于交錯(cuò)映射到兩個(gè)雙載波32－QAM符號(hào)中的5個(gè)信息位的還原。

3 解調(diào)

3.1 四相相移鍵控信號(hào)解調(diào)

QPSK解調(diào)可通過(guò)等增益合并能維持接收信號(hào)中時(shí)域擴(kuò)展信號(hào)間的正交性狀態(tài)和獲得最大的信噪比收益。其實(shí)現(xiàn)算法比較簡(jiǎn)單，如公式 (9)和 (10)所示，并且其實(shí)現(xiàn)電路也簡(jiǎn)單。

3.2道狀態(tài)信息輔助解調(diào)

OFDM的子載波在通信中受到不同的干擾，如回響、深衰落等現(xiàn)象。每一個(gè)子載波可在其相應(yīng)頻率位置進(jìn)行動(dòng)態(tài)估計(jì)以獲得信息數(shù)據(jù)的可靠值。這個(gè)頻域動(dòng)態(tài)估計(jì)值可定義為信道狀態(tài)信息，可用于提高信道解碼器的糾錯(cuò)性能［5］。每個(gè)數(shù)據(jù)子載波在不相同信道有與其相關(guān)頻率的估值功率。應(yīng)用于數(shù)據(jù)子載波的信道狀態(tài)信息越可靠，就可得更好的解碼性能。在雙載波解調(diào)和雙載波32QAM解調(diào)過(guò)程中利用在不同波段采集不同信道狀態(tài)信息以輔助解調(diào)的方法，使軟比特的解碼性能最大化［6］。

3.3 雙載波解調(diào)

解調(diào)后提供給維特比解碼器的軟比特值越可靠，解碼所得的二進(jìn)制碼就更準(zhǔn)確。雙載波解調(diào)可采用數(shù)似然比法［7］，數(shù)似然比是從接收到的雙載波調(diào)制符號(hào)yR(k)和 yR(k+50)計(jì)算所得，而且與16-QAM相似的星座映射相關(guān)的數(shù)似然比是獨(dú)立函數(shù)。因此一組4位比特值(bg(k)，bg(k)+1，bg(k)+50，bg(k)+51)由兩個(gè)獨(dú)立的數(shù)似然比組合所得，如公式(11)、(12)、(13)和(14)所示。式中σ2是信道噪聲變量。

對(duì)于高斯信道的數(shù)似然比的計(jì)算，其值可以是隨I/Q信號(hào)幅值變化的兩個(gè)分段線性函數(shù)。而且最大數(shù)似然比可根據(jù)其對(duì)應(yīng)信息位的I/Q信號(hào)的軟幅值獲得。在此系統(tǒng)應(yīng)用中，由不同16－QAM星座映射形式所得的兩個(gè)信息位完全取決于I/Q信號(hào)的軟幅值。這些基于星座映射信息位的數(shù)似然比函數(shù)可看作為部分線性，部分函數(shù)項(xiàng)可化簡(jiǎn)為軟幅值。每個(gè)數(shù)據(jù)子載波存在不同CSI，它們是基于相應(yīng)頻率的信道功率的估算。每個(gè)數(shù)據(jù)的載波在不同頻帶傳輸時(shí)有著不同的CSI。映射到兩個(gè)符號(hào)的bg(k)被調(diào)制兩個(gè)OFDM數(shù)據(jù)子載波產(chǎn)生與兩個(gè)OFDM數(shù)據(jù)子載波相關(guān)的兩個(gè)CSI值。選擇合適的CSI值作為一個(gè)可靠的比例項(xiàng)，使OFDM數(shù)據(jù)子載波信號(hào)功率均等。此4位軟比特可簡(jiǎn)化如公式 (15)、(16)、(17)和(18)所示。

min{A，B}指A與B之間的最小者。

3.4 雙載波32QAM解調(diào)

由雙載波32－QAM利用軟比特方法進(jìn)行解映射得到5位軟比特，然后按順序輸出250位的軟比特組。映射和位交織還原得到的軟比特通過(guò)維特比譯碼器來(lái)恢復(fù)原始的信息位［4］。bg(k)+50，bg(k)+51，bg(k)+100，bg(k)+101中每一位的軟比特值完全對(duì)應(yīng)于Ⅰ/Q的幅度。除此之外，每個(gè)軟比特根據(jù)它們相對(duì)應(yīng)的(ⅠR(k)，QR(k))和(ⅠR(k+50)，QR(k+50))符號(hào)進(jìn)行映射還原。不使用?；蜃記](méi)有影響映射還原的效果。由于bg(k)所占區(qū)域在兩個(gè)星象圖的映射不同，對(duì)yR(k)和yR(k+50)所對(duì)應(yīng)Ⅰ和Q的值不能直接合并。因此，先對(duì)所在映射區(qū)域每一個(gè)接收的符號(hào)的歐幾里得范圍進(jìn)行度量，然后把兩個(gè)歐幾里得的度量值相加作為bg(k)的軟比特值。雙載波32－QAM由CSI輔助解映射得到的5個(gè)軟比特表示為:

4 系統(tǒng)性能測(cè)量

4.1 系統(tǒng)測(cè)試設(shè)置

測(cè)試系統(tǒng)使用20臺(tái)四核CPU(i3－3240)計(jì)算機(jī)同時(shí)運(yùn)行MATLAB(2009b)平臺(tái)，在Foerster的信道模型1［8］中對(duì)具有現(xiàn)實(shí)多徑信道環(huán)境的100個(gè)信道進(jìn)行模擬仿真，每個(gè)信道提供了不同功率、時(shí)間和脈沖響應(yīng)參數(shù)。按傳輸模式設(shè)置發(fā)射機(jī)參數(shù)，發(fā)射機(jī)參數(shù)包括擾碼類型、編碼類型、發(fā)射功率衰減因數(shù)、數(shù)據(jù)傳輸速率、數(shù)據(jù)包長(zhǎng)度、數(shù)據(jù)包類型、傳輸距離等的選擇，如圖6所示，并嚴(yán)格地按照系統(tǒng)時(shí)序和時(shí)間頻率碼的跳頻特性 (TFC=1)運(yùn)行定點(diǎn)運(yùn)算。測(cè)試通過(guò)對(duì)超過(guò)2 000個(gè)物理層匯聚協(xié)議數(shù)據(jù)單元的傳輸結(jié)果進(jìn)行平均取值，每個(gè)數(shù)據(jù)單元為1 024字節(jié)，實(shí)現(xiàn)損耗設(shè)為2.5 dB，天線的噪聲系數(shù)設(shè)為6.6 dB，取最好的90%信道測(cè)試結(jié)果作為有效分析數(shù)據(jù)，成功鏈接的概率要求為小于8%的系統(tǒng)誤包率。

圖6 發(fā)射機(jī)參數(shù)設(shè)置

4.2 系統(tǒng)性能

系統(tǒng)應(yīng)用上述的QPSK、雙載波、雙載波32QAM調(diào)制解調(diào)技術(shù)，分別對(duì)200 Mb/s、480 Mb/s、600 Mb/s傳輸模式進(jìn)行系統(tǒng)傳輸性能測(cè)量，如圖7所示。成功鏈接按8%的系統(tǒng)誤包率進(jìn)行對(duì)比，系統(tǒng)在使用QPSK調(diào)制運(yùn)行200 Mb/s模式時(shí)能實(shí)現(xiàn)約9.6 m傳輸，相比MBOA方案［9］的結(jié)果提高近2 m。系統(tǒng)在使用雙載波調(diào)制運(yùn)行480 Mb/s模式時(shí)能實(shí)現(xiàn)約4 m傳輸，傳輸距離比MBOA方案提高近0.4 m。使用雙載波32QAM調(diào)制能提高系統(tǒng)吞吐量，并使系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)以600 Mb/s完成距離3.4 m的傳輸。

圖7 系統(tǒng)傳輸模式性能比較

5 結(jié)語(yǔ)

以多頻帶正交頻分復(fù)用為技術(shù)基礎(chǔ)的物理層和媒體訪問(wèn)控制層應(yīng)用于高速無(wú)線個(gè)人局域網(wǎng)。按照系統(tǒng)不同的傳輸模式要求，本文提出四相相移鍵控、雙載波、雙載波32QAM三種調(diào)制解調(diào)技術(shù)。根據(jù)實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，此多模式調(diào)制解調(diào)技術(shù)使?jié)M足系統(tǒng)多種高速數(shù)據(jù)傳輸方式的同時(shí)，還提高系統(tǒng)解碼的性能和增大系統(tǒng)吞吐量。

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