吳軒欽 譚國俊 何鳳有 曹曉冬

（中國礦業(yè)大學(xué)信息與電氣工程學(xué)院 徐州 221008）

0 引言

基于三相電壓型脈寬調(diào)制（Pulse Width Modulation，PWM）整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的網(wǎng)側(cè)功率變換器廣泛應(yīng)用于新能源發(fā)電、有源濾波器（APF）、不間斷電源（UPS）、交流傳動（ED）、高壓直流輸電（HVDC）及統(tǒng)一潮流控制（UPFC）等領(lǐng)域[1-3]。作為發(fā)（用）電系統(tǒng)與電網(wǎng)之間的橋梁，網(wǎng)側(cè)功率變換器控制策略的優(yōu)劣直接決定了系統(tǒng)的運(yùn)轉(zhuǎn)方式和性能。從目前查閱的文獻(xiàn)來看，主要有間接電流控制[4]、直接電流控制[5-11]、直接功率控制（Direct Power Control，DPC）[12-14]以及以模型預(yù)測控制（Model Predictive Control，MPC）[15-17]和反饋線性化控制（Feedback Linearization Control，F(xiàn)LC）[18,19]為代表的基于現(xiàn)代控制理論的控制策略[20]。

縱觀上述控制策略，間接電流控制存在參數(shù)魯棒性差、動態(tài)過程電流變化劇烈和穩(wěn)定性差等缺點(diǎn)；直接功率控制主要存在開關(guān)頻率不固定的缺陷以及無功功率波動問題；基于現(xiàn)代控制理論的控制策略存在控制算法過于復(fù)雜問題?；谑噶慷ㄏ虻闹苯与娏骺刂撇呗允悄壳氨容^成熟而且應(yīng)用最為廣泛的控制方式[3]?；谑噶慷ㄏ虻闹苯与娏骺刂撇呗栽谕叫D(zhuǎn)坐標(biāo)系下對PWM 整流器進(jìn)行建模分析，其控制關(guān)鍵在于定向矢量信息（幅值和相位）的準(zhǔn)確獲取。根據(jù)定向矢量的不同，現(xiàn)有的方法可分為電網(wǎng)電壓定向控制（Voltage Oriented Control，VOC）和虛擬電網(wǎng)磁鏈定向控制（Virtual Flux Oriented Control，VFOC）。文獻(xiàn)[3,21]對上述兩種定向方法進(jìn)行深入的對比研究，認(rèn)為電網(wǎng)電壓定向方式物理概念清晰，但附加的網(wǎng)側(cè)電壓傳感器增加硬件成本及故障點(diǎn)，同時(shí)非理想電網(wǎng)條件下極易引發(fā)定向誤差。虛擬電網(wǎng)磁鏈?zhǔn)噶慷ㄏ蚍绞娇蓪?shí)現(xiàn)無網(wǎng)側(cè)電壓傳感器控制，提升系統(tǒng)可靠性，同時(shí)對諧波和干擾具有良好的抑制作用[3,21]。

基于上述兩種定向矢量的直接電流控制策略通常在dq 同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下對PWM 整流器進(jìn)行建模分析，但坐標(biāo)的旋轉(zhuǎn)變換導(dǎo)致dq 同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型存在交叉耦合問題，影響系統(tǒng)的動、靜態(tài)性能。為此，學(xué)者們進(jìn)行了大量的研究分析。文獻(xiàn)[6]以電網(wǎng)電壓作為定向矢量，提出采用d、q 軸電流前饋控制策略以補(bǔ)償交叉耦合項(xiàng)，該策略在一定程度上提高了整流器的動、靜態(tài)特性，但無法真正達(dá)到動、靜態(tài)解耦的目標(biāo)。文獻(xiàn)[10]在虛擬電網(wǎng)磁鏈定向PWM 整流器矢量控制基礎(chǔ)上提出的電流前饋控制策略同樣未從根源上消除交叉耦合項(xiàng)影響，虛擬電網(wǎng)磁鏈定向方式下的數(shù)學(xué)模型在 d、q軸上依舊包含交叉耦合分量。需要指出的是，文獻(xiàn)[22]在兩相靜止坐標(biāo)系下實(shí)現(xiàn)PWM 整流器數(shù)學(xué)模型完全解耦，但為實(shí)現(xiàn)交流量的穩(wěn)態(tài)無誤差調(diào)節(jié)所采用的諧振調(diào)節(jié)器會引入相角滯后，不利于系統(tǒng)的穩(wěn)定，并非最優(yōu)方案。

從目前研究情況來看，為提高基于矢量定向PWM 整流器直接電流控制的動、靜態(tài)性能，現(xiàn)有的控制策略通常采用前饋補(bǔ)償方法，未以數(shù)學(xué)模型為出發(fā)點(diǎn)考慮，進(jìn)而也未從根源上消除或削弱交叉耦合量影響。

不同于上述方法，本文引入“虛擬定子磁鏈”概念，提出PWM 整流器最小耦合模型控制策略。圍繞所提控制策略，建立了虛擬磁鏈定向方式下PWM 整流器數(shù)學(xué)模型，并與傳統(tǒng)的虛擬電網(wǎng)磁鏈定向方式進(jìn)行深入對比分析。同時(shí)提出了虛擬定子磁鏈定向控制方式下直接電流控制和功率因數(shù)控制方法。為保證控制策略的有效實(shí)施，構(gòu)建了頻率自適應(yīng)虛擬定子磁鏈觀測模型。仿真分析和實(shí)驗(yàn)效果驗(yàn)證了所提控制策略可實(shí)現(xiàn)動、靜態(tài)最小耦合控制目標(biāo)，提升了系統(tǒng)的控制性能。

1 PWM 整流器虛擬定子磁鏈概念

本文以圖1所示的基于三電平電壓型PWM 整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的網(wǎng)側(cè)功率變換器作為研究對象，結(jié)合交流電機(jī)學(xué)理論，電網(wǎng)電壓、虛擬氣隙磁鏈分別等效為交流電機(jī)感應(yīng)電動勢和氣隙磁鏈，PWM 整流器交流側(cè)電壓、虛擬定子磁鏈等效為交流電機(jī)定子電壓和定子磁鏈。因此從等效觀點(diǎn)層面分析，通常意義上的“虛擬電網(wǎng)磁鏈定向控制”更為準(zhǔn)確的表述應(yīng)該為“虛擬氣隙磁鏈定向控制（Virtual Air-Gap Flux Oriented Control，VAFOC）”。本文借鑒交流電機(jī)矢量控制思想，開展PWM 整流器虛擬定子磁鏈定向控制（Virtual Stator Flux Oriented Control，VSFOC）研究。同時(shí)對文中物理量做如下規(guī)定，u、i、ψ、R、L分別表示電壓、電流、磁鏈、電阻和電感；下標(biāo)a、b、c 表示abc 坐標(biāo)系下的分量；下標(biāo)α、β表示αβ坐標(biāo)系下的分量；下標(biāo)d、q表示dq 坐標(biāo)系下的分量；ω為旋轉(zhuǎn)角頻率；下標(biāo)首字符g、c分別表示電網(wǎng)和功率變換器端口。

圖1 三電平PWM 整流器等效虛擬電機(jī)示意圖Fig.1 The schematic diagram of three-level PWM rectifier equivalent to virtual motor

根據(jù)上述等效概念，虛擬氣隙磁鏈ψg以電網(wǎng)同步角頻率ωg旋轉(zhuǎn)，且電網(wǎng)電壓ug與虛擬氣隙磁鏈ψg之間滿足關(guān)系[10]

對式（1）兩邊微分，可得

忽略線路雜散電阻R，電網(wǎng)電壓ug與整流器交流側(cè)電壓uc之間的關(guān)系可表示為

將式（3）代入式（1），并結(jié)合上述PWM 整流器與交流電機(jī)的等效概念，可得虛擬氣隙磁鏈ψg與虛擬定子磁鏈ψc之間的關(guān)系為

式（4）在αβ坐標(biāo)系下可表示為

結(jié)合以上分析及式（3）～式（5）可得如圖2所示的引入虛擬定子磁鏈的PWM 整流器矢量關(guān)系圖。圖2中，ωc為虛擬定子磁鏈?zhǔn)噶喀譪的旋轉(zhuǎn)角速度、θc為ψc與α軸的夾角、?gc為ψc與ψg之間的夾角。

圖2 PWM 整流器矢量關(guān)系Fig.2 Vector diagram of PWM rectifier

2 PWM 整流器虛擬定子磁鏈定向模型

將d 軸定向在虛擬定子磁鏈?zhǔn)噶喀譪方向上，則PWM 整流器交流側(cè)數(shù)學(xué)模型為

根據(jù)式（6）所示關(guān)系，并結(jié)合圖2的矢量關(guān)系圖，可得如圖3所示的PWM 整流器VSFOC 方式下的穩(wěn)態(tài)矢量圖（忽略雜散電阻R）。穩(wěn)態(tài)情況下d|ψg|/dt=0，由式（2）可得

由于d 軸定向ψc方向上，則ψcd=|ψc|，ψcq=0，將式（4）代入式（7）并變換到dq 坐標(biāo)系下，可得

定義瞬時(shí)轉(zhuǎn)差角頻率ωs，并滿足

將式（8）和式（9）代入式（6）可得VSFOC方式下PWM 整流器交流側(cè)數(shù)學(xué)模型為

圖3 PWM 整流器虛擬定子磁鏈定向矢量圖Fig.3 Vector diagram of PWM rectifier based on virtual stator flux orientation

將式（10）表達(dá)成狀態(tài)變量形式，即

對式（11）進(jìn)行Laplace 變換，得

由（12）可得VSFOC 方式下PWM 整流器輸入-輸出模型為

式中，G(s)=C(sI-A)?1B和C=I。參數(shù)矩陣A、B代入G(s)=C(sI-A)?1B，并將非線性變量ωs視為參數(shù)，則

式中，P(s)=(sL+R)2+(ωsL)2。將式（14）表示為分塊矩陣形式，即

由式（15）可推導(dǎo)出，當(dāng)ωs→0時(shí)

圖4為當(dāng)ωs→0?和ωs→0+時(shí)Gdq(s)、Gqd(s)的極限過程。從圖中可以看出，隨著ωs趨近于0，d、q軸之間的交叉耦合量將逼近于0，亦即PWM 整流器采用VSFOC 方式在dq 旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型可實(shí)現(xiàn)穩(wěn)態(tài)完全解耦。這是與VAFOC 方式最大區(qū)別。

圖4 當(dāng)ωs→0時(shí)，Gdq(s)、Gqd(s)極限過程Fig.4 When Δω→0,the limit processofGdq(s)andGqd(s)

3 兩種虛擬磁鏈定向方式對比分析

3.1 交叉耦合量對比分析

式（18）和式（19）為PWM 整流器上述兩種不同虛擬磁鏈定向方式下的交流側(cè)數(shù)學(xué)模型。其中，上標(biāo)VSFO 表示虛擬定子磁鏈定向方式，VAFO 表示虛擬氣隙磁鏈定向方式。

對比式（18）和式（19）可知，相比于VAFOC方式，采用VSFOC 方式時(shí)，虛擬定子磁鏈幅值|ψc|代替虛擬氣隙磁鏈幅值|ψg|，同時(shí)在d、q 軸交叉耦合項(xiàng)中以瞬時(shí)轉(zhuǎn)差角頻率ωs代替電網(wǎng)同步角頻率ωg。

根據(jù)式（6）、式（10）和式（18）可得

假設(shè)ωc的最大值為ωcmax，最小值為ωcmin。圖5為虛擬定子磁鏈定向方式下三電平PWM 整流器大矢量V13～V18和零矢量V0所組成的電壓空間矢量圖。以虛擬定子磁鏈位于N=1 扇區(qū)（θc∈[0，π/3]）為例，有

式中，udc1、udc2分別為上、下直流母線電壓值。

圖5 三電平PWM 整流器虛擬定子磁鏈定向 電壓空間矢量圖Fig.5 Voltage space vector diagram of the three-level PWM rectifier based on virtual stator flux orientation

由式（21）可知，當(dāng)θc=π/6時(shí)，ucq取得最大值ucqmax=2/3(udc1+udc2)；當(dāng)零矢量V0作用時(shí)，ucq取得最小值ucqmin=0。將ucqmax、ucqmin代入式（20）可得ωc的最大值和最小值為

對于其他扇區(qū)，采用同樣的分析方法可得同上一致的結(jié)論。結(jié)合式（20）～式（22）可得瞬時(shí)轉(zhuǎn)差角頻率ωs的最大值ωsmax、最小值ωsmin及取值范圍為

綜合上述分析，PWM 整流器在VAFOC 方式下，不論系統(tǒng)處于穩(wěn)態(tài)還是動態(tài)，d、q 軸交叉耦合量與電網(wǎng)旋轉(zhuǎn)角頻率ωg相關(guān)，并始終存在。采用VSFOC 方式，d、q 軸交叉耦合量與瞬時(shí)轉(zhuǎn)差角頻率ωs有關(guān)。當(dāng)系統(tǒng)進(jìn)入穩(wěn)態(tài)運(yùn)行階段，ωs=0（ωc=ωg），d、q 軸交叉耦合量。在動態(tài)過程中，結(jié)合式（18）、式（19）和式（23）的分析可知，交叉耦合量與ωs相關(guān)，瞬態(tài)階段的ωs平均值據(jù)此可知，相比于VAFOC 方式，VSFOC 方式削弱了d、q 軸間的交叉耦合。

3.2 有功電流階躍響應(yīng)對比

PWM 整流器依靠有功、無功電流的閉環(huán)控制調(diào)節(jié)有功、無功功率變化。為此，可從有功電流和無功電流的改變著手，對比分析PWM 整流器在不同虛擬磁鏈定向方式下的控制性能。

3.3 無功電流階躍響應(yīng)對比

4 PWM 整流器虛擬定子磁鏈定向控制

借鑒交流電機(jī)矢量控制思想，PWM 整流器虛擬定子磁鏈定向控制系統(tǒng)采用如圖6所示的電壓外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)雙閉環(huán)控制方式。電壓外環(huán)用來保持直流側(cè)電壓穩(wěn)定，電流內(nèi)環(huán)實(shí)現(xiàn)有功功率和無功功率的調(diào)節(jié)。

圖6 PWM 整流器虛擬定子磁鏈定向控制Fig.6 The virtual stator-flux orientation control of PWM rectifiers

4.1 直接電流控制

在 dq 坐標(biāo)系下，電流內(nèi)環(huán)采用比例-積分（Proportion Integration，PI）調(diào)節(jié)器實(shí)現(xiàn)穩(wěn)態(tài)無靜差控制，根據(jù)式（10）可得VSFOC 方式下交流側(cè)電壓指令分別為

根據(jù)上述分析，可得如圖7所示的PWM 整流器VSFOC 方式下直接電流控制環(huán)節(jié)。

圖7 PWM 整流器虛擬定子磁鏈定向直接電流控制Fig.7 The virtual stator-flux orientation direct-current control of PWM rectifiers

4.2 功率因數(shù)控制

從圖3可知，與VAFOC 方式不同，在VSFOC方式下，無功電流id無法直接表述網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)，網(wǎng)側(cè)電流在gd 軸（位于ψg方向）的分量igd則可反映網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)。在穩(wěn)態(tài)情況下，網(wǎng)側(cè)無功功率Q為

將式（28）中的Q、iq、id用其期望值Q*、、id*代替，可得VSFOC 方式下無功電流期望值為

若要實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)運(yùn)行，即Q*=0，由式（29）可得為

必須指出的是虛擬定子磁鏈定向方式采用式（30）計(jì)算無功電流期望值而引入的平方根算法將增加控制復(fù)雜性，同時(shí)表達(dá)式中引入電感參數(shù)，并與有功電流給定相關(guān)聯(lián)，屬于開環(huán)控制。對此，可采用無功功率閉環(huán)的方式獲得無功電流期望值id*。本文為突出分析模型的耦合特性，無功電流期望值仍采用式（30）表達(dá)形式。結(jié)合圖3分析，當(dāng) 系統(tǒng)處于能饋入狀態(tài)時(shí)，iq＞0，ψc滯后于ψg，ωs＜0，在單位功率因數(shù)控制作用下id＞0，igd≈0。當(dāng)系統(tǒng)處于能量饋出狀態(tài)時(shí)，iq＜0，ψc超前于ψg，ωs＞0，為實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)控制，id＞0，igd≈0。

4.3 虛擬定子磁鏈頻率自適應(yīng)觀測模型

假設(shè)電網(wǎng)為理想電網(wǎng)（ωg為恒值）。由圖3和圖4可知PWM 整流器實(shí)現(xiàn)VSFOC 的關(guān)鍵在于定向矢量ψc的幅值|ψc|、相位θc以及角頻率ωc信息的準(zhǔn)確獲取。對此本文采用負(fù)反饋原理設(shè)計(jì)可抑制積分零點(diǎn)漂移的虛擬定子磁鏈頻率自適應(yīng)觀測模型，其交流側(cè)電壓uc與ψc的關(guān)系為

將式（31）變換到dq 坐標(biāo)系下

結(jié)合圖3可得uc在αβ坐標(biāo)系和dq 坐標(biāo)系下的分量與ψc的相位θc之間滿足關(guān)系

根據(jù)式（32）～式（34）可構(gòu)造如圖8所示的虛擬定子磁鏈頻率自適應(yīng)觀測模型，模型中k為校正環(huán)節(jié)。

圖8 虛擬定子磁鏈頻率自適應(yīng)觀測模型Fig.8 The frequency adaptive observation model of the virtual stator flux

結(jié)合上述分析，虛擬定子磁鏈觀測模型通過引入校正環(huán)節(jié)k實(shí)現(xiàn)θc的負(fù)反饋。由圖8可知

結(jié)合式（35）分析，可得虛擬定子磁鏈觀測模型變量關(guān)系如圖9所示。圖9a 所示當(dāng)磁場逆時(shí)針旋轉(zhuǎn)（電網(wǎng)正序）時(shí)，ucd＜0、ucq＞0，取k＞0 可實(shí)現(xiàn)觀測量θc的負(fù)反饋；圖9b 所示當(dāng)磁場順時(shí)針旋轉(zhuǎn)（電網(wǎng)負(fù)序）時(shí)，ucd＞0、ucq＜0，要實(shí)現(xiàn)θc的負(fù)反饋，必須滿足k＜0。

圖9 虛擬定子磁鏈觀測模型變量關(guān)系Fig.9 Relationship of variables obtained by using the virtual stator flux observer model

5 實(shí)驗(yàn)及結(jié)果分析

為驗(yàn)證本文提出的三相PWM 整流器VSFOC方案的可行性和評估這種控制方式的性能，搭建了如圖10所示的雙三電平功率變換器互饋實(shí)驗(yàn)平臺。圖中前端功率變換器采用雙閉環(huán)控制方式，后端功率變換器以電流閉環(huán)方式運(yùn)行?？刂葡到y(tǒng)部分采用DSP+FPGA 架構(gòu)的多核處理模式，其中DSP 為TI 公司的TMS320F28335，F(xiàn)PGA 為Xilinx 公司Sparten 3E。實(shí)驗(yàn)平臺參數(shù)見下表。實(shí)驗(yàn)中所有觀測量均經(jīng)DAC 7724 轉(zhuǎn)化為模擬量輸出，并用安捷倫 MSO 6054A 示波器進(jìn)行觀測。

圖10 雙三電平功率變換器互饋實(shí)驗(yàn)平臺Fig.10 The crossfeed testing platform of double three-level power converter

表 實(shí)驗(yàn)平臺參數(shù)Tab. Experiment platform parameters

5.1 電流階躍響應(yīng)對比實(shí)驗(yàn)

為對比分析兩種不同虛擬磁鏈定向方式下電流的響應(yīng)特性，控制中未引入4.1 節(jié)所述的前饋解耦環(huán)節(jié)，同時(shí)電流內(nèi)環(huán)PI 調(diào)節(jié)器參數(shù)一致。圖11為 兩種虛擬磁鏈定向方式下q 軸電流期望值階躍變 化時(shí)系統(tǒng)響應(yīng)對比實(shí)驗(yàn)波形。從圖11a 可以看出，在VAFOC 方式下d 軸交叉耦合量一直存在，導(dǎo)致電流id需經(jīng)過緩慢的調(diào)節(jié)過程才能達(dá)到期望值（=0）；圖11b 所示在VSFOC 方式下，d 軸交叉 耦合量只存在于動態(tài)過程中，id只需經(jīng)歷短暫的調(diào)節(jié)過程便可達(dá)到穩(wěn)態(tài)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果與前述理論分析 一致。

圖11 q 軸電流階躍響應(yīng)對比實(shí)驗(yàn)波形Fig.11 The comparing experiment waveforms of current step responses in q-axis

圖12為d 軸電流期望值id*階躍變化時(shí)系統(tǒng)響應(yīng)對比實(shí)驗(yàn)波形。與q 軸電流階躍響應(yīng)類似，圖12a所示在VAFOC 方式下q 軸交叉耦合量一直存在，導(dǎo)致iq跟蹤期望值（=0）的時(shí)間較為緩慢；圖12b 所示在VSFOC 方式下，q 軸交叉耦合量只存在于動態(tài)過程中，iq響應(yīng)迅速。

圖12 d 軸電流階躍響應(yīng)對比實(shí)驗(yàn)波形Fig.12 The comparing experiment waveforms of current step responses in d-axis

圖13 加入前饋補(bǔ)償q 軸電流階躍響應(yīng)對比實(shí)驗(yàn)波形Fig.13 The comparing experiment waveforms of current step responses in d-axis with cross-coupling feed-forward decoupling control

圖14 加入前饋補(bǔ)償d 軸電流階躍響應(yīng)對比實(shí)驗(yàn)波形Fig.14 The comparing experiment waveforms of current step responses in d-axis with cross-coupling feed-forward decoupling control

圖13和圖14為兩種不同定向方式下采用圖9所示的引入前饋解耦控制時(shí)d、q 軸電流階躍響應(yīng)對 比實(shí)驗(yàn)波形。從圖中可知，兩種定向方式采用前饋控制策略均可提高電流的響應(yīng)速度。虛擬定子磁鏈定向方式的電流響應(yīng)速度快于虛擬氣隙磁鏈定向方式，這是由于在動態(tài)過程中，若采用虛擬氣隙磁鏈定向方式，電網(wǎng)旋轉(zhuǎn)角速度ωg保持不變，為常數(shù)，而在虛擬氣隙磁鏈定向方式下，瞬時(shí)轉(zhuǎn)差角速度Δω＜ωg，如圖15所示。

5.2 虛擬定子磁鏈定向?qū)嶒?yàn)分析

圖15 電流階躍響應(yīng)瞬時(shí)轉(zhuǎn)差角速度實(shí)驗(yàn)波形Fig.15 The experiment waveforms of instantaneous slip-angular speed with current step response

PWM 整流器采用如圖6所提的基于VSFOC 策略，電流控制時(shí)引入前饋解耦環(huán)節(jié)。如圖15a 和圖 15b 所示，在d、q 軸電流階躍響應(yīng)動態(tài)過程中，瞬時(shí)轉(zhuǎn)差角速度ωs明顯小于ωg。穩(wěn)態(tài)時(shí)ωs=0，d、q 軸之間的交叉耦合量為0。

綜合以上的實(shí)驗(yàn)分析可知，相比于VAFOC 方式，VSFOC 方式可實(shí)現(xiàn)穩(wěn)態(tài)完全解耦控制，同時(shí)可削弱動態(tài)過程的耦合，具有優(yōu)異的電流響應(yīng)特性，實(shí)驗(yàn)結(jié)果與理論分析相吻合。

圖16 功率饋入實(shí)驗(yàn)波形Fig.16 The experiment waveforms of power feed-in

圖17 功率饋出實(shí)驗(yàn)波形Fig.17 The experiment waveforms of power feed-out

圖16和圖17為采用本文所提的單位功率因數(shù)控制策略實(shí)驗(yàn)波形。從實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以看出，采用VSFOC 方式，為滿足系統(tǒng)單位功率因數(shù)運(yùn)行，必須 調(diào)節(jié)出如圖16a、圖17a 所示的相應(yīng)d 軸無功電流id。由圖16b、圖17b 網(wǎng)側(cè)電壓uga和電流ia可知，不論在功率饋入還是饋出工況下，采用所提控制方法均可實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)運(yùn)行，電網(wǎng)側(cè)電流正弦度良好，系統(tǒng)可滿足四象限運(yùn)行要求，驗(yàn)證了所提控制策略的有效性和優(yōu)異的控制性能。

6 結(jié)論

本文引入三相電壓型PWM 整流器“虛擬定子磁鏈”概念，提出了PWM 整流器最小耦合模型控制方法。圍繞所提控制策略，建立了虛擬磁鏈定向方式下PWM 整流器數(shù)學(xué)模型，并與傳統(tǒng)的虛擬電網(wǎng)磁鏈定向方式進(jìn)行深入對比分析。提出了虛擬定子磁鏈定向下直接電流控制和功率因數(shù)控制，同時(shí)為保證控制策略的有效實(shí)施，構(gòu)建了頻率自適應(yīng)虛擬定子磁鏈觀測模型。實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析得出以下結(jié)論。

（1）相比于傳統(tǒng)的虛擬電網(wǎng)磁鏈定向方式，PWM 整流器采用虛擬定子磁鏈定向方式可實(shí)現(xiàn)穩(wěn)態(tài)d、q 軸交叉耦合量為零，同時(shí)削弱動態(tài)過程交叉耦合影響。

（2）伴隨著虛擬定子磁鏈的引入，d、q 軸交叉耦合量轉(zhuǎn)換與瞬時(shí)轉(zhuǎn)差角頻率ωs相關(guān)，具有優(yōu)異的電流響應(yīng)特性，改善了動、靜態(tài)控制性能。

（3）PWM 整流器采用虛擬定子磁鏈定向方式同樣具有四象限運(yùn)行特性，同時(shí)可實(shí)現(xiàn)電網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)運(yùn)行，網(wǎng)側(cè)電流正弦度良好。

（4）本文所提的虛擬定子磁鏈概念清晰，算法簡單，便于系統(tǒng)設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn)。

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