王曉，張立偉，李艷，游小杰

(北京交通大學電氣工程學院電力電子研究所，北京100044)

一種帶功率解耦的Flyback微型逆變器研究

王曉，張立偉，李艷，游小杰

(北京交通大學電氣工程學院電力電子研究所，北京100044)

單相光伏并網(wǎng)逆變器中由于輸入輸出瞬時功率存在差異，通常需要并聯(lián)很大的電解電容來平衡這部分功率，由于電解電容壽命短，嚴重限制了逆變器的壽命，所以在電路中加入功率解耦單元，用長壽命的薄膜電容代替電解電容。本文研究一種帶功率解耦的Flyback微型逆變器，并對其進行參數(shù)計算和損耗分析，推導出了通用的計算公式，最后通過仿真和實驗驗證了該拓撲的可行性。

Flyback微型逆變器;光伏發(fā)電;功率解耦;損耗分析

1 引言

近年來隨著研究的深入，越來越多的微型逆變器拓撲得到了應用［1，2］。由于其主要用于單相并網(wǎng)逆變系統(tǒng)，系統(tǒng)中輸入PV源提供恒定功率，而交流并網(wǎng)側瞬時功率時刻變化，導致輸入側引起很大的功率脈動，為了不影響最大功率追蹤(MPPT)的正常工作，通常在PV源兩端并聯(lián)容值很大的電解電容來平衡這部分脈動功率。但是電解電容在105℃的操作環(huán)境下壽命僅為1000～7000h［3］，嚴重限制了微型逆變器的壽命。因此，一些學者提出了在逆變器中加入功率解耦電路來處理這部分脈動功率，從而用小容值長壽命的薄膜電容來替代電解電容，提高逆變器的壽命。

功率解耦技術已經(jīng)在很多微型逆變器電路中得到應用［4，5］。但在以往的論文中只是關于拓撲的工作原理分析，并未進行詳細的參數(shù)計算和損耗分析。本文研究一種帶功率解耦的Flyback型逆變器［6］，結合數(shù)學計算方法對其進行深入的分析，推導出計算電路損耗的公式。該方法也可以運用到其他帶功率解耦的逆變器拓撲中，最后通過仿真和實驗驗證了該拓撲的可行性。

2 原理分析

帶功率解耦的Flyback型逆變器拓撲如圖1所示。在傳統(tǒng)的Flyback型逆變器中加入功率解耦單元，解耦回路由開關管Sx和解耦電容Cx構成，為了截止流過Sm的反向電流，需要串聯(lián)阻斷二極管Dm。由于增加了功率解耦回路，Cdc和Cx都可以選擇小容值長壽命的薄膜電容。

圖1 帶功率解耦的Flyback型逆變器拓撲Fig．1Circuit topology of Flyback inverter with power decoupling

圖2是該電路各階段的理論分析波形和各個開關管的驅動信號波形，由分析可知在每個開關周期內都包含四個工作模態(tài)。

圖2 帶功率解耦的Flyback型拓撲工作波形Fig．2Operation waveforms of inverter

模態(tài)一時開關管Sm開通，原邊電流ip線性上升，當其達到設定值i1p時，Sm關斷，該過程結束;模態(tài)二時勵磁電流先經(jīng)過反并聯(lián)二極管Dx對解耦電容進行充電，此時開通Sx可實現(xiàn)軟開通，當變壓器原邊電流由正向變?yōu)樨撓蚪o定值ixp時，開關管Sx關斷;模態(tài)三時Sac1(或Sac2)開通，能量傳遞到網(wǎng)側，開關管Sac1和Sac2根據(jù)電網(wǎng)電壓的極性輪流工作半個工頻周期，當副邊電流i2減小到0時該階段結束;模態(tài)四時所有開關管關斷，變壓器原副邊電流為零。

該電路工作在電流斷續(xù)模式下(DCM)，采用順序磁化的調制方式，通過增加解耦回路來處理瞬時的脈動功率，這樣就可以用小容值的薄膜電容代替原有的電解電容，提高逆變器的壽命。

3 參數(shù)計算和損耗分析

本文在進行參數(shù)設計時，選取額定輸入功率Pin=100W，輸入電壓Vdc=40V，輸入電流Idc=2.5A，開關頻率fs=50kHz，并網(wǎng)電壓為vac=220V/50Hz，下面介紹主要電路設計。

3.1 電路參數(shù)設計

根據(jù)前文對電路工作模態(tài)分析，設第一、二、三、四模態(tài)的工作時間分別為D1TS、D2TS、D3TS、D4TS，其中TS為一個開關周期，參數(shù)計算如下。

(1)模態(tài)一

由電路分析知，Idc=D1i1p/2。

由于電路工作在DCM狀態(tài)，D1不能過大，取最大值D1max=0.25，所以得i1p=20A;在該過程中有:

式中，Lm為變壓器原邊勵磁電感。由式(1)可得: Lm=10μH。且經(jīng)過推導［6］可知:

(2)模態(tài)二

該過程中有:

根據(jù)文獻［7］解耦電容Cx選取40μF的薄膜電容，其電壓可近似為:

式中，Vx為解耦電容的平均電壓;ΔV為解耦電容脈動電壓的最大值;ω是電網(wǎng)工頻角頻率。得D2max= 0.225。

(3)模態(tài)三

式中，變壓器變比為k=1∶N;vac=Vacsinωt;L2為副邊勵磁電感。將式(1)、式(2)代入式(4)，得:

取D3=0.2，可得N=4.4;取N=4，代入式(5)驗證得D3=0.182。

由于電路工作在DCM狀態(tài)，所以必須保證D1+D2+D3＜1，經(jīng)驗證上述參數(shù)計算滿足要求。

3.2 損耗分析

為了深入理解電路的工作特性，對該電路進行詳細的損耗計算［8］，分析產(chǎn)生損耗的原因，以優(yōu)化電路性能。由于電路分四個工作模態(tài)，各階段電流波形不同，因此在進行損耗分析之前要先分別計算各個階段的電流值。

3.2.1 各階段電流的計算

設Tg是半個工頻周期，m=Tg/TS。

(1)流過Sm電流

平均值為:Idc=Pin/Vdc。

利用數(shù)學方法，模態(tài)一電流可以表示為:

式中，t1=D1TS=Lmi1p/Vdc。

則流過Sm電流有效值為:

(2)流過Sx電流

在模態(tài)二ixp可以表示為:

式中，i表示離散的整數(shù)。該階段電流為:

則流過Sx電流平均值為:

式中，t2=D2TS=Lm(ixp+i1p)/vx;忽略解耦電容電壓脈動的影響，近似取D2=a+dpsin(πi/m)，其中a、dp取常數(shù)。

流過Sx電流有效值可表示為:

(3)流過Sac1電流

變壓器副邊電流為:

則流過Sac1電流平均值為:

有效值可表示為:

3.2.2 電路損耗計算

(1)Sm的損耗

該電路工作在DCM模式，所以Sm為零電流開通(ZCS)，其主要為通態(tài)損耗和關斷損耗。通態(tài)損耗可表示為:

式中，RSm．on為Sm的導通電阻。

Sm在關斷時承受的端電壓為:

所以開關管的關斷損耗可表示為:

式中，tf．Sm為Sm的關斷時間。

(2)Dm的損耗

由分析知只有模態(tài)一階段有電流流過Dm，而該階段結束時Dm端電壓為零，所以Dm無關斷損耗，其損耗主要是通態(tài)損耗，可表示為:

式中，VF．1為Dm的正向導通壓降。

(3)Sx的損耗

合理控制Sm與Sx驅動信號之間的死區(qū)，能夠實現(xiàn)Sx的零電壓開通(ZVS)，所以Sx的損耗主要是通態(tài)損耗和關斷損耗。其通態(tài)損耗為:

式中，RSx．on為Sx的導通電阻。

Sx在關斷時承受的電壓為:

則Sx關斷損耗為:

式中，tf．Sx為Sx的關斷時間。

(4)Sac1、Dac1的損耗

由于副邊電流很小，近似忽略Sac1、Sac2、Dac1、Dac2的開通損耗，另外副邊電流自然降為零，不存在反向恢復電流，所以Sac1、Sac2、Dac1、Dac2是零電流(ZCS)關斷，因此副邊開關管和二極管的損耗主要是通態(tài)損耗。

Sac1、Sac2的通態(tài)損耗為:

式中，RSac1．on為Sac1的導通電阻。

Dac1、Dac2的通態(tài)損耗為:

式中，VF．2為Dac1的正向導通壓降。

(5)變壓器損耗

變壓器損耗主要為銅損、鐵損以及漏感能量的損耗。在該拓撲中，變壓器工作在反激狀態(tài)，存在漏感能量，這部分能量不會被傳到副邊，但會在開關管關斷時產(chǎn)生尖峰，消耗在電路中。漏感上存儲的能量與變壓器原邊勵磁能量成正比，假設勵磁能量都傳遞到副邊，則有:

式中，Lk為變壓器原邊漏感;PLk為原邊漏感能量。

另外，變壓器直流和交流電阻的損耗構成了銅損，交流電阻的損耗比較小，可以不計，所以變壓器銅損為:

磁心鐵損與變壓器磁密、工作頻率等有關，為:

式中，Ploss為單位體積磁心鐵損;Vcore為磁心體積。

對于所選的磁心，有:

根據(jù)磁鏈守恒定理有:

式中，Np為變壓器原邊匝數(shù);Ae為變壓器磁心截面積。

實際中該電路器件選型見表1。

表1 器件選型Tab．1Devices selection

根據(jù)上述公式計算，電路損耗見表2。

計算得該電路效率為74.7%，該電路損耗主要是主開關管、解耦管開關損耗以及變壓器損耗。這是由于增加了功率解耦回路，工作過程發(fā)生變化，附加損耗增大，而且各個開關管為硬關斷，開關損耗增大。該拓撲損耗分析也可以作為器件選型的參考，選擇開關速度快的開關管，從而提高電路效率。

表2 器件損耗Tab．2Devices losses

4 仿真及實驗驗證

4.1 帶寄生參數(shù)仿真結果

利用PSIM搭建電路模型，并且加入寄生參數(shù)，仿真波形如圖3所示。由圖3(a)看出解耦電容電壓vx以100Hz進行脈動，通過不斷地充放電過程很好地實現(xiàn)了功率解耦。由于寄生參數(shù)的影響使得輸出交流電流iac波形在過零點發(fā)生畸變，但該畸變只是略微增大輸出波形的THD，并不會對交流電壓質量產(chǎn)生很大影響;圖3(b)為輸入電流、變壓器原邊電流以及解耦回路電流波形。

圖3 仿真波形Fig．3Simulation waveforms

4.2 實驗驗證

搭建一個100W的實驗平臺，其主要電路參數(shù)見表3。

表3 實驗參數(shù)Tab．3Experimental parameters

圖4所示為該拓撲實驗波形，圖4(a)自上至下依次為解耦電容上的電壓、輸出交流電壓、電流波形，可以看出解耦電容電壓以二倍工頻進行脈動，很好地實現(xiàn)了輸入輸出側脈動功率解耦，實驗中測試電路效率為71.5%，比理論計算值略低。圖4(b)自上至下為主開關管Sm端電壓和變壓器原邊電流ip的波形，其中變壓器原邊電流由正變負減小的階段是解耦回路工作階段，該電流即為ix。

圖4 實驗波形Fig．4Experimental waveforms

通過理論分析和實驗結果可以看出該拓撲可以很好地實現(xiàn)輸入輸出脈動功率解耦，將脈動功率轉移到解耦回路，提高逆變器壽命。

5 結論

本文分析了一種帶功率解耦的Flyback微型逆變器，該拓撲實現(xiàn)了輸入輸出側脈動功率解耦，從而用小容值長壽命的薄膜電容代替電解電容，提高逆變器壽命。通過對該拓撲進行參數(shù)計算和損耗分析，得出計算損耗的公式。最后在實驗室搭建原理樣機，實驗結果與理論分析一致。

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Flyback-type inverter with power decoupling

WANG Xiao，ZHANG Li-wei，LI Yan，YOU Xiao-jie
(Institute of Power Electronics，School of Electrical Engineering，Beijing Jiaotong University，Beijing 100044，China)

In single-phase photovoltaic(PV)grid inverter，the differences between input and output instantaneous power require large electrolytic capacitors，but the lifetime of electrolytic capacitors is relatively short，which severely limits the life span of the inverter．To solve this problem，power decoupling unit is added in the inverter so that electrolytic capacitors are replaced with long-life film capacitors．This paper studies the parameter calculation and loss analysis of a flyback inverter with power decoupling，then verifies the feasibility of the topology by experiment．

Flyback micro-inverter;photovoltaic power generation;power decoupling;loss analysis

TM615

A

1003-3076(2015)02-0044-06

2013-09-09

王曉(1988-)，女，河南籍，碩士研究生，研究方向為電力電子與電力傳動;張立偉(1977-)，男，河北籍，副教授，博士，研究方向為電力電子與電力傳動。