袁義生，朱本玉，張偉平，彭春華

(華東交通大學(xué)電氣學(xué)院，江西南昌330013)

一種橋型副邊LC諧振變換器及其建模和設(shè)計(jì)

袁義生，朱本玉，張偉平，彭春華

(華東交通大學(xué)電氣學(xué)院，江西南昌330013)

提出了一種零電流開(kāi)關(guān)(ZCS)的諧振變換器，變壓器副邊采用倍壓結(jié)構(gòu)，由諧振電容和變壓器漏感組成的LC諧振可實(shí)現(xiàn)電路中能量的傳遞。電路采用調(diào)頻工作，開(kāi)關(guān)頻率小于諧振頻率，使得開(kāi)關(guān)管和二極管都能獲得ZCS。原邊開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力取決于原邊電路結(jié)構(gòu)，副邊二極管只承受輸出電壓。詳細(xì)分析了各工作模式，基于基波分析法推導(dǎo)了電路的電壓增益與頻率比m、漏感系數(shù)h以及品質(zhì)因數(shù)Q的關(guān)系，表明了變壓器副邊繞組可以比傳統(tǒng)設(shè)計(jì)減半。針對(duì)在車(chē)載逆變器樣機(jī)的應(yīng)用，對(duì)該電路提出了一種高效的設(shè)計(jì)方案。最后，建立了一個(gè)21～28V輸入/額定功率600W的逆變樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)波形及較高的變換效率驗(yàn)證了電路的正確性及設(shè)計(jì)方案的可行性。

直流變換器;LC諧振;零電流開(kāi)關(guān);逆變器

1 引言

在低壓電池供電的中功率車(chē)(船)載單相逆變器中，前級(jí)一般采用推挽直流變換器或者全橋直流變換器升壓。由于輸入電流較高，此類(lèi)前級(jí)電路損耗大效率低，故研究軟開(kāi)關(guān)的推挽直流變換器和全橋直流變換器成為業(yè)界關(guān)注的焦點(diǎn)，尤其是能實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)管和二極管全軟開(kāi)關(guān)的LC諧振型電路。

推挽直流變換器因?yàn)樵呌?個(gè)變壓器繞組而無(wú)法直接在原邊串聯(lián)LC器件，故只能采用在副邊加 LC器件的方案。它包括 LCL諧振型［1-3］和LLC［4，5］諧振型。LCL諧振型利用變壓器漏感和一個(gè)接地電容諧振實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)管的ZCS開(kāi)通和接近零電流關(guān)斷，缺點(diǎn)是還需要一個(gè)輸出濾波電感。另外，并聯(lián)諧振電感Lsr方案［3］的勵(lì)磁電流大，Lsr損耗過(guò)大。LLC諧振型利用漏感和副邊諧振電容進(jìn)行串聯(lián)諧振，從而獲得開(kāi)關(guān)管和二極管的ZCS，缺點(diǎn)是副邊可能出現(xiàn)多周期諧振現(xiàn)象，導(dǎo)致輸出特性交替呈恒壓和恒流源特性。這兩類(lèi)電路之前的研究都限于輸入電壓比較固定的應(yīng)用場(chǎng)合。

原邊LLC諧振型全橋電路［6，7］研究較多。它能夠?qū)崿F(xiàn)開(kāi)關(guān)管的ZVS開(kāi)通，二極管的零電流關(guān)斷，也不需要輸出濾波電感。但缺點(diǎn)是為了獲得寬的電壓增益調(diào)節(jié)能力不得不降低勵(lì)磁電感/漏感比，導(dǎo)致勵(lì)磁電流很大，帶來(lái)了附加的通態(tài)損耗以及較大的關(guān)斷損耗，降低了輕載效率和不利于寬輸入范圍工作。

所以，研究能夠應(yīng)用于推挽電路及其他電路的副邊LC諧振電路是對(duì)現(xiàn)有LC諧振電路的有益補(bǔ)充。推挽電路中開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力大小為2倍的輸入電壓，但其變壓器原邊2個(gè)繞組適合大電流輸入;而全橋變換器的開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力是1倍的輸入電壓，但其變壓器原邊1個(gè)繞組不適合大電流輸入。

為此，本文提出了一種新型副邊LC諧振變換器，原邊采用橋型4開(kāi)關(guān)管結(jié)構(gòu)，每個(gè)開(kāi)關(guān)管承受1倍輸入電壓應(yīng)力;變壓器有2個(gè)原邊繞組均流。變壓器副邊采用諧振倍壓結(jié)構(gòu)，降低了變壓器變比。倍壓電容充當(dāng)諧振電容。電路采用調(diào)頻工作方式，原邊開(kāi)關(guān)管和副邊二極管均可實(shí)現(xiàn)全軟開(kāi)關(guān)。本文介紹了變換器工作原理，根據(jù)基波分析法(FHA)［8，9］對(duì)諧振網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行穩(wěn)態(tài)建模，提出了降低循環(huán)電流損耗的設(shè)計(jì)方法。制作了一臺(tái)600W實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，測(cè)試結(jié)果驗(yàn)證了電路分析的正確性以及所提設(shè)計(jì)方案的有效性。

2 變換器工作原理

2.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

所提的副邊LC諧振結(jié)構(gòu)可用于一系列直流變換電路中，前端可采用推挽、全橋、半橋以及橋型推挽等結(jié)構(gòu)，圖1為橋型推挽結(jié)構(gòu)。各拓?fù)湓砘鞠嗨?，但橋型推挽結(jié)構(gòu)結(jié)合了前兩者的各自?xún)?yōu)點(diǎn)，選取該拓?fù)錇槔治觥?/p>

圖1 橋型副邊LC推挽諧振變換器Fig．1 Proposed secondary-side LC resonant converter with bridge-type structure

圖1中，變換器原邊由主開(kāi)關(guān)管Q1～Q4、變壓器TX初次側(cè)雙繞組以及鉗位電容Cp組成;副邊由副邊繞組、Cr以及整流二極管(Do1，Do2)組成。Dds1～Dds4分別為MOSFET Q1～Q4的寄生二極管，Cds1～Cds4為其體電容和外并電容之和，Co為輸出電容;各物理量參考方向如圖1所示。

2.2 工作模式分析

分析電路工作原理前，假定開(kāi)關(guān)管與二極管為理想器件，導(dǎo)通壓降為零。另外假設(shè):①變壓器參數(shù)滿(mǎn)足Np1=Np2=Ns/N，Lm1=Lm2=Lm=Lm3/N2，N2Llk1=N2Llk2=Llk3遠(yuǎn)小于N2Lm;②Cs1=Cs2=Ceq，up1= up2=us/N=up;③電路穩(wěn)定工作，Cp上電壓恒定在Uin;④采用固定導(dǎo)通時(shí)間的變頻控制方式。

圖2為變換器主要工作波形。在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，分8個(gè)工作模式對(duì)該變換器進(jìn)行分析，各模式分析如下。

(1)模式1［t0～t1］:開(kāi)關(guān)管換流

t0時(shí)刻之前，Q2、Q3導(dǎo)通，電路處于勵(lì)磁電感儲(chǔ)能階段，電流沿Uin-Np1-Q3-Q2-Uin回路上升，副邊諧振至開(kāi)路。

t0時(shí)刻關(guān)斷Q2、Q3，勵(lì)磁電感、漏感與各開(kāi)關(guān)管體電容進(jìn)行諧振。諧振過(guò)程中，uds2、uds3上升，uds1、uds4下降。up1由反向減小至正向增加。漏感相對(duì)勵(lì)磁電感較小，諧振過(guò)程中可忽略。認(rèn)為該過(guò)程中勵(lì)磁電流不變。t1時(shí)刻，up1正向上升至使Do1導(dǎo)通。

(2)模式2［t1～t2］:電流下降

圖2 主要工作波形Fig．2 Main operation waveforms

t1時(shí)刻，勵(lì)磁電流由原邊迅速轉(zhuǎn)移至副邊。副邊開(kāi)始諧振，忽略漏感，諧振回路為Ns-Do1-Cr-Ns，uCr諧振上升，is諧振下降。原邊受副邊牽制，Cs1～Cs4、Llk1、Llk2參與諧振，各電流量在阻尼諧振下迅速將至零。原邊繞組電壓被鉗位在一定值，電壓uds1、uds4與uds2、uds3分別恒定在某一值。

(3)模式3［t2～t3］:諧振電容Cr儲(chǔ)能

t2時(shí)刻，Q1、Q4導(dǎo)通，原、副邊勵(lì)磁電感、漏感和Cr一同諧振。原邊電流從零開(kāi)始諧振變化，uds1、uds4迅速下降至0，uds2、uds3迅速上升至Uin;副邊電流io1從零(或一較小值)諧振變化，uCr增加。

t3時(shí)刻，原邊電流下降至等于勵(lì)磁電流，副邊電流諧振到零，uCr上升至最大值，此階段結(jié)束。

(4)模式4［t3～t4］:勵(lì)磁電感充電

t3時(shí)刻，副邊停止諧振，變壓器原邊電壓會(huì)立即被Uin鉗位。此后，原邊勵(lì)磁電流繼續(xù)上升，回路為Uin-Q1-Q4-N2-Uin，副邊變壓器繞組開(kāi)路。原邊電流iin(本階段中即勵(lì)磁電流)線性增加。

(5)模式5［t4～t5］:開(kāi)關(guān)管換流

t4時(shí)刻關(guān)斷Q1、Q4，勵(lì)磁電感、漏感與各開(kāi)關(guān)管體電容進(jìn)行諧振。諧振過(guò)程中，uds1、uds4上升，uds2、uds3下降。up2由正向減小至反向增加。漏感相對(duì)勵(lì)磁電感較小，諧振過(guò)程中可忽略。認(rèn)為該過(guò)程中勵(lì)磁電流不變。t5時(shí)刻，up2反向上升至使Do2導(dǎo)通。

(6)模式6［t5～t6］:電流下降

t5時(shí)刻，勵(lì)磁電流由原邊迅速轉(zhuǎn)移至副邊。副邊開(kāi)始諧振，忽略漏感，諧振回路為 Ns-Cr-Do2-Co-Ns，uCr下降，is幅值下降。原邊受副邊牽制，Cs1～Cs4、Llk1、Llk2參與諧振，各電流量在阻尼諧振下迅速降至零。原邊繞組電壓被鉗位在一定值，電壓uds2、uds3與uds1、uds4分別恒定在某一值。

(7)模式7［t6～t7］:原邊向負(fù)載供能

t6時(shí)刻，Q2、Q3導(dǎo)通，原、副邊勵(lì)磁電感、漏感和Cr一同諧振。原邊電流從零開(kāi)始諧振變化，uds2、uds3迅速下降至0，uds1、uds4迅速上升至Uin;副邊電流io2從零(或一較小值)諧振變化，uCr減小。

t7時(shí)刻，原邊電流下降至等于勵(lì)磁電流，副邊電流諧振到零，uCr上升至最小值，此階段結(jié)束。

(8)模式8［t7～t8］:勵(lì)磁電感充電

t8時(shí)刻，副邊停止諧振，變壓器原邊電壓會(huì)立即被Uin鉗位。此后，原邊勵(lì)磁電流繼續(xù)上升，回路為Uin-Np1-Q3-Q2-Uin，副邊變壓器繞組開(kāi)路。原邊電流iin(本階段中即勵(lì)磁電流)線性增加。

3 電路增益模型建立

開(kāi)關(guān)組Q1、Q4與開(kāi)關(guān)組Q2、Q3互補(bǔ)式(死區(qū)可變)工作，由于原邊電路的對(duì)稱(chēng)性，變壓器原邊上下繞組呈對(duì)稱(chēng)式工作，分析兩者工作情況，可將其轉(zhuǎn)化為二端口網(wǎng)絡(luò)，進(jìn)而得其交流等效電路，因此，可采用基波分析法分析。電路穩(wěn)定時(shí)，Cp上電壓穩(wěn)定在Uin，波動(dòng)很小，交流分析時(shí)，可將其看成短路。

Q1、Q4導(dǎo)通時(shí)，可得電路的二端口網(wǎng)絡(luò)圖如圖3(a)所示;Q2、Q3導(dǎo)通時(shí)，可得電路的二端口網(wǎng)絡(luò)圖如圖3(b)所示。

圖3 不同開(kāi)關(guān)組合下的二端口網(wǎng)絡(luò)Fig．3 Two-port network at different switches combinations

綜合兩者可得其交流等效電路，如圖4所示。

圖4 LC諧振變換器交流等效電路Fig．4 AC equivalent circuit of LC resonant converter

圖4中Ei、Eo分別為輸入輸出電壓基波有效值，Rac為交流等效負(fù)載。忽略電路運(yùn)行中一些小階段，只考慮傳遞能量的主要階段，由傅里葉分析可得

式中，m=fs/fr，為頻率比，其中fs為開(kāi)關(guān)頻率;fr為電路中LC諧振頻率。由副邊二極管Do2的平均電流等于輸出電流可求得

通過(guò)基波分析法得到交流基波電壓增益為

式中，h為漏感系數(shù)，h=Llk3/Lm3;Q*為諧振品質(zhì)因數(shù)，。

可推導(dǎo)直流增益為

4 應(yīng)用設(shè)計(jì)

4.1 設(shè)計(jì)分析

在做220V輸出的單相逆變器的前級(jí)電路應(yīng)用時(shí)，依傳統(tǒng)的方法，本變流器的輸出一般設(shè)定為一個(gè)固定值。然而電池電壓波動(dòng)較大，以24V電池組為例，波動(dòng)范圍達(dá)到20～28V。根據(jù)式(4)，在Q值相同情況下，輸入電壓在28V時(shí)電路的開(kāi)關(guān)頻率要遠(yuǎn)低于電池電壓21V時(shí)的開(kāi)關(guān)頻率。由2.2節(jié)工作模式分析可見(jiàn)，所提變流器在模式4和模式8是電流內(nèi)部環(huán)流階段。開(kāi)關(guān)頻率越低，意味著循環(huán)能量損耗越大，電路效率越低。所以，電路設(shè)計(jì)時(shí)要盡量降低循環(huán)能量損耗。

為此，在此類(lèi)應(yīng)用中，有別于傳統(tǒng)的固定輸出電壓的方法，本文提出一種變直流輸出電壓的設(shè)計(jì)方法。新的設(shè)計(jì)定義輸出電壓隨輸入電壓變化而在335～448V之間變化，目的是減小循環(huán)電流階段。以下比較它與傳統(tǒng)的固定輸出電壓為335V的設(shè)計(jì)方法的差別。

4.2 兩種設(shè)計(jì)的比較

以一個(gè)輸入21～28V，額定輸出功率600W的變流器為設(shè)計(jì)例子。

由式(4)分析可知，當(dāng)h減小到一定值后繼續(xù)變化對(duì)Gdc幾乎無(wú)影響，因此，繪出電壓增益Gdc與Q、m的關(guān)系曲線，如圖5所示。考慮到死區(qū)時(shí)間，定義電路最大電壓增益為1.8，得到28V輸入時(shí)電壓最低增益為1.34，由此選擇Q=7，并定義諧振頻率fr為105kHz，就可以得到所需要的Lr和Cr。具體參數(shù)見(jiàn)表1。

圖5 Gdc關(guān)于Q、m的關(guān)系曲線圖Fig．5 Relation curves of Gdcon Q，m

表1 試驗(yàn)樣機(jī)參數(shù)Tab．1 Principal parameters of prototype

采用變輸出電壓方法設(shè)計(jì)時(shí)，在滿(mǎn)載下及輸入電壓波動(dòng)范圍內(nèi)，電路的開(kāi)關(guān)頻率固定為95kHz。而當(dāng)采用固定輸出電壓為335VDC的設(shè)計(jì)時(shí)，同樣在滿(mǎn)載下，當(dāng)輸入電壓從21V升到28V時(shí)，開(kāi)關(guān)頻率從95kHz下降到45kHz，這不僅增加了循環(huán)損耗，也增加了變壓器的勵(lì)磁電流。

兩種方案的主要器件損耗如圖6所示。

5 拓?fù)浔容^

將本電路與典型的全橋原邊LLC諧振電路比較，具體各部分特性見(jiàn)表2。

圖6 額定輸入和輸出下兩種方案的電路主要損耗Fig．6 Main losses chart of two different schemes at rated input voltage and output power

表2 兩種諧振電路比較Tab．2 Comparison of two resonance circuits

6 實(shí)驗(yàn)分析

分析可知，Q1、Q4工作波形相同，Q2、Q3工作波形相同，且兩組開(kāi)關(guān)管工作波形基本一致。取Q1為研究對(duì)象，圖7～圖9為滿(mǎn)載600W條件下的測(cè)試波形，顯示了電路中 ugs1、uds1、is和 Uo的工作波形。圖7中，輸入電壓Uin為21V，輸出Uo均為335V，兩種方案中電路均以最大頻率fs．max(92kHz)工作，與設(shè)計(jì)最大工作頻率基本一致。Q2、Q3開(kāi)通期間，Q1承受電壓uds1被鉗位在輸入電壓，由于線路雜散電感以及自身內(nèi)阻原因，開(kāi)通和關(guān)斷期間會(huì)有較小的波動(dòng)。圖8(a)中，輸入電壓Uin為24V，輸出Uo穩(wěn)定在335V，工作頻率為61kHz;圖8(b)中，Uin為24V，電路仍以最大頻率 fs．max(92kHz)工作，輸出 Uo為370V，Q1承受的電壓應(yīng)力為輸入電壓，電流is的峰值較圖8(a)中小。圖9中，輸入電壓Uin為28V，圖9(a)中輸出Uo穩(wěn)定在335V，工作頻率為48kHz;圖9(b)中，電路仍以最大頻率fs．max(92kHz)工作，輸出Uo為448V，Q1承受的電壓應(yīng)力為輸入電壓，電流is的峰值較圖9(a)中小。

圖7 Uin=21V，額定輸出時(shí)ugs1、uds1、is和Uo的波形Fig．7 ugs1，uds1，isand Uowaveforms at Uin=21V and rated output power

圖8 Uin=24V，額定輸出時(shí)ugs1、uds1、is和Uo的波形Fig．8 ugs1，uds1，isand Uowaveforms at Uin=24V and rated output power

圖9 Uin=28V，額定輸出時(shí)ugs1、uds1、is和Uo的波形Fig．9 ugs1，uds1，isand Uowaveforms at Uin=28V and rated output power

本文測(cè)試了額定輸入電壓24V時(shí)兩種方案下的系統(tǒng)效率，如圖10所示。明顯可見(jiàn)采用了變輸出電壓控制的電路比固定輸出電壓控制的電路效率要高，兩者在最高效率處相差約3%。

圖10 效率對(duì)比曲線Fig．10 Comparison of efficiency curves

7 結(jié)論

本文提出的橋型副邊LC諧振直流變換器具有以下特點(diǎn):

(1)電路采用調(diào)頻率工作方式，歸一化最大電壓增益可達(dá)2。

(2)開(kāi)關(guān)管實(shí)現(xiàn)零電流開(kāi)通，并以很小勵(lì)磁電流關(guān)斷，副邊二極管為零電流開(kāi)通與關(guān)斷。

(3)開(kāi)關(guān)管關(guān)斷期間電壓被箝位在輸入電壓。

(4)漏感較小更適合實(shí)際設(shè)計(jì)，變壓器副邊采用倍壓結(jié)構(gòu)，只需兩個(gè)整流二極管。

(5)采用變輸出電壓的設(shè)計(jì)方法，降低循環(huán)電流損耗，提高了電路的效率。

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Bridge-type secondary-side LC resonant DC/DC converter and optimization design

YUAN Yi-sheng，ZHU Ben-yu，ZHANG Wei-ping，PENG Chun-hua
(College of Electrical and Electronics Engineering，East China Jiaotong University，Nanchang 330013，China)

A zero-current-switching resonant converter is proposed with a voltage-doubling structure on the secondary side．The energy is transferred by resonance between the voltage-doubling capacitance and the leakage inductor．The converter adopts frequency-modulating method with switching frequency less than resonant frequency．All power switches and diodes can achieve ZCS．Voltage stresses on transistors are up to the structure on primary side，while voltage stresses on diodes are output voltage．Operation modes are elaborated．The relation among voltagegain and frequency ratio m，magnetizing inductance/leakage inductor ratio h and quality factor Q，is derived．The turns of the secondary-side winding are half of that in a traditional push-pull converter．Taking an inverter applied in a vehicle for example，an optimal design method is deduced．At last，a 20～28V input/600W inverter prototype is built．The test waveforms and a high efficiency verifies the feasibility of the converter and optimal designing．

DC converter;LC resonance;zero-current-switching;inverter

TM46

:A

:1003-3076(2015)11-0063-06

2014-07-27

國(guó)家自然科學(xué)基金(51467005)、江西省自然科學(xué)基金(20142BAB206025)資助項(xiàng)目

袁義生(1974-)，男，江西籍，副教授，博士，研究方向?yàn)殡娏﹄娮酉到y(tǒng)及控制技術(shù);

朱本玉(1989-)，男，湖北籍，碩士研究生，研究方向?yàn)殡娏﹄娮酉到y(tǒng)及控制技術(shù)。