胡建晨，張亞軍，陶 怡

（西安航天自動化股份有限公司，陜西 西安710065）

0 引言

開關(guān)電源技術(shù)隨著近年來的高度集成化芯片的發(fā)展逐漸往小型化、高頻化、高效化的方向發(fā)展，近年來PI公司、Fairchild公司、TI公司等集成電路公司都推出了自己的PWM控制芯片［1］。高度集成化的控制芯片使得需要的外部周邊器件簡單，使用各個公司自主研發(fā)的設(shè)計軟件可以很方便的設(shè)計一款開關(guān)電源，然而，高度集成化帶來的問題就是設(shè)計的自由度偏低，芯片的可利用率和價格比偏低，而各個廠商的設(shè)計軟件僅僅能仿真幾款各自的特定的芯片，沒有提供在如Saber，Spice等仿真軟件中的芯片模型。在實際應(yīng)用中，設(shè)計一款符合產(chǎn)品需求，運行狀況良好的開關(guān)電源是開關(guān)電源設(shè)計的關(guān)鍵?；赗FID對電源模塊的需求，設(shè)計一款88mm×70 mm的220VAC到5VDC的開關(guān)電源，由于RFID在最大讀取標簽時工作電流接近1.5A，設(shè)計的開關(guān)電源最大輸出電流設(shè)置為3A。

在輸出功率需求不高小型化的設(shè)計中，根據(jù)Erickson R W的理論計算［2］，反激式開關(guān)電源的功率開關(guān)利用率0.385大于正激、全橋、半橋式的0.353。選取反激式轉(zhuǎn)換器結(jié)構(gòu)?？紤]到反饋的設(shè)計以及電流模式控制器的優(yōu)點選取電流型PWM控制芯片UC3842。

在使用UC3842芯片設(shè)計的開關(guān)電源中，控制芯片外圍電路設(shè)計簡單，電流型PWM控制芯片結(jié)構(gòu)消除了環(huán)路中的電感帶來的雙極點從而可以有效簡化反饋環(huán)路的設(shè)計，反饋采用穩(wěn)壓管TL431和光耦構(gòu)成的輸出端反饋模式［3］。在基于UC3842的設(shè)計當(dāng)中，設(shè)計師往往把反激式結(jié)構(gòu)中的各個模塊分開設(shè)計，著重設(shè)計芯片周邊以及反饋電路，忽略了其他部分的設(shè)計，然而在實際設(shè)計過程中，周邊電路設(shè)計的重要性不亞于控制電路，比如根據(jù)Dr.Middlebrook的特別元定理（extra element theorem）［4］，輸入濾波器的輸出阻抗必須遠小于變換器的輸入阻抗，否則電路震蕩。本設(shè)計細致討論了周邊電路設(shè)計如輸入濾波器的設(shè)計，斜率補償，接地電路設(shè)計等問題。通過Saber仿真確定設(shè)計，通過和RFID的聯(lián)合調(diào)試確定設(shè)計符合要求，工作穩(wěn)定。

1 反激式開關(guān)電源基本原理

開關(guān)電源的基本設(shè)計原理是將工頻交流變直流，直流給IC芯片供電，IC芯片通過開關(guān)管把直流變高頻交流，通過高頻變壓器變高頻交流，再變直流輸出。反饋從輸出直流采樣，輸入IC控制開關(guān)占空比來穩(wěn)定輸出電壓。開關(guān)電源原理如圖1所示。

圖1 開關(guān)電源設(shè)計原理

反激式開關(guān)電源的控制轉(zhuǎn)換器利用電流型雙閉環(huán)結(jié)構(gòu)。反激式轉(zhuǎn)換器的特點是在開關(guān)管的關(guān)斷時，變壓器一次側(cè)線圈內(nèi)的電感能量通過整流二極管給負載供電，在開關(guān)管導(dǎo)通時，變壓器一次側(cè)線圈儲存能量，這時的輸出是由輸出電容內(nèi)儲存的能量提供的，反激式轉(zhuǎn)換器原理圖如圖2所示，當(dāng)輸出檢測電阻R1和R2檢測到的電壓小于基準電壓Vref時，誤差通過誤差放大器EA放大，開關(guān)管Q1導(dǎo)通，變壓器原邊電感電流以斜率（Vg－Von）／Lm上升，采樣電阻Rs將原邊電感電流變?yōu)椴蓸与妷?，采樣電阻Rs上的采樣電壓和誤差電壓比較，當(dāng)采樣電阻Rs上的電壓上升到高于誤差電壓時，輸出低電平，開關(guān)管Q1關(guān)斷直到振蕩器下個時鐘信號到來，下一個周期開始。反激式開關(guān)電源不需要輸出儲能電感，直接利用變壓器電感儲能，拓撲結(jié)構(gòu)簡單?？刂齐娐凡糠种饕呻娏餍蚉WM芯片UC3842及周邊電路決定。

圖2 電流型反激式轉(zhuǎn)換器的基本原理

2 電流型PWM芯片UC3842

設(shè)計所使用的主控制芯片是固定頻率電流模式PWM芯片UC3842，該芯片集成了振蕩器、誤差放大器、PWM比較器、SR觸發(fā)器等關(guān)鍵控制器件。具有欠壓和過流保護，圖騰柱式輸出，工作頻率可達500kHz，啟動電流小于1mA，最大輸出電流可達1A［5］。

各個引腳用途是，7腳是供電腳，當(dāng)電壓大于16 V啟動門限時，施密特觸發(fā)器輸出高電平，穩(wěn)壓器給8腳提供5V基準電壓，當(dāng)電壓低于10V時施密特觸發(fā)器輸出低電平欠壓鎖定。內(nèi)部穩(wěn)壓管將最大輸入電壓限制在36V。4腳通過外接RC電路，8腳通過電阻RT給CT充電，CT通過內(nèi)部電流源放電來決定振蕩器的頻率。2腳是誤差放大器的反相輸入端，1腳是誤差放大器的輸出端用來提供補償。3腳是電流檢測腳，通過和誤差放大器的輸出決定占空比，當(dāng)3腳大于1V時過流關(guān)斷。6腳提供圖騰柱式輸出，最大工作電流1A加速了開關(guān)管的關(guān)斷。

3 反激式開關(guān)電源控制部分設(shè)計

控制部分原理圖如圖3所示。

圖3 控制部分電路原理

反激式轉(zhuǎn)換器的控制部分大部分集成在UC3842芯片內(nèi)部，只需要少量的外部器件就可以實現(xiàn)需求的控制功能，主要控制功能模塊包括：啟動電路、頻率設(shè)計、保護電路、驅(qū)動電路和斜率補償。

3.1 啟動電路和頻率設(shè)計

啟動電路通過啟動電阻給7腳提供大于16V的啟動電壓，當(dāng)系統(tǒng)啟動，7腳的供電由輔助繞組提供。

系統(tǒng)的工作頻率由8腳和4腳之間的定時電容電阻決定，8腳的5V基準電壓通過電阻R9給電容C15充電，電容C15再通過內(nèi)部電流源放電產(chǎn)生鋸齒波，電容放電時間決定了芯片輸出PWM的死區(qū)時間。為保證性能選取死區(qū)時間小于振蕩周期的5%，根據(jù)時序圖得到C15為3.3nF，令工作頻率為47kHz，根據(jù)公式fosc＝1.7／（R9＊C15）選取R9為11kHz。

3.2 過流保護電路

芯片的過流保護電路是通過過流檢測電阻將原邊的電感電流轉(zhuǎn)化成電壓和誤差放大器的輸出電壓通過PWM比較器來實現(xiàn)的。當(dāng)3腳電壓大于1 V，輸出關(guān)斷。令峰值電感電流為1A，選取電流檢測電阻R13為1Ω。為防止變壓器原邊電感電流尖峰導(dǎo)致的誤關(guān)斷，接入R11和C14濾除尖峰，尖峰電流約幾百納秒，取R11為1k，C14為500pF，時間常數(shù)τ＝RC＝500ns。

3.3 MOS管驅(qū)動電路

MOS管驅(qū)動電路要保證PWM的波形良好，特別是下降沿，輸出6腳接?xùn)艠O串聯(lián)電阻R6將衰減由MOS管輸入電容和在珊源電路中的任何串聯(lián)引線電感所產(chǎn)生的高頻寄生震蕩。為了保證MOS管的開關(guān)PWM波形，R6一般取值較小為十幾歐姆到二十幾歐姆。R8是MOS管柵極泄放電阻，取15kΩ。

3.4 斜率補償

在峰值電流模式控制當(dāng)中，恒定了電感電流的峰值而沒有恒定電感電流的平均值，占空比的改變會改變平均電流，控制峰值電流的內(nèi)環(huán)保證了電感電流的峰值，然而不能控制與輸出電壓對應(yīng)的正確電感電流平均值，導(dǎo)致輸出電壓反復(fù)變化，在占空比大于50%時，電感電流擾動會形成震蕩。在本設(shè)計中需要加入斜率補償。采用上斜率補償［6］，即是在電流采樣信號上疊加一個正斜率電壓。本設(shè)計采用電容式補償，在3腳和4腳之間加入一個100pF的C51電容，這樣振蕩器的振蕩信號通過電容給C51給3腳充放電。這種斜率補償方法為了避免吸收振蕩器的電流以及不至于在3腳上產(chǎn)生過大負電壓，電容值取小，通常pF級。

4 反激式開關(guān)電源周邊電路設(shè)計

4.1 EMI以及整流濾波電路設(shè)計

為了濾除高頻電網(wǎng)對設(shè)備的干擾以及高頻開關(guān)對電網(wǎng)的干擾，輸入級要加入EMI濾波電路，常用的EMI濾波電路如圖4所示。

圖4 EMI以及整流濾波部分

C1接在電網(wǎng)輸入端，C2接在設(shè)備輸入端，用來濾除差模干擾，L同向共模扼流圈濾除共模干擾，C16和C17接地濾除共模干擾。

C16和C17漏電流j2πfCV，對兩個同樣的電容來說，漏電流的幅值為：＝2πfCV，f為電網(wǎng)頻率50Hz，C為對地總電容4 400pF，V為對地電壓110V，所以Ileak＝0.15mA，符合安全標準經(jīng)過EMI以后有效值為220VAC的工頻交流電，幅值為×220 V，輸出直流電壓為：＝0.9×220 V，二極管的反向擊穿電壓應(yīng)該滿足：V≥1 .25 ××Vin（max）＝1 .25 ××250≈441.8 V，C為濾波電容，RL為負載。時間常數(shù)RLC越大電容充放電越平滑濾波效果越好。留一定余量選取反向耐壓高的1n4007二極管。

4.2 濾波器輸出阻抗和變換器輸入阻抗帶來震蕩

變換器的輸入阻抗和濾波器輸出阻抗不匹配也會導(dǎo)致震蕩。閉環(huán)系統(tǒng)的變換器輸入阻抗可以看做是一個負電阻。濾波器為LC濾波器，考慮電容和電感的ESR可得傳遞函數(shù)為：

使得系統(tǒng)恒態(tài)震蕩的變換器輸入阻抗為：Rin＝，所以，只有當(dāng)閉環(huán)變換器的輸入阻抗小于計算得到的濾波器震蕩輸出阻抗時，傳遞函數(shù)阻尼因數(shù)為正值，為衰減震蕩最終趨于穩(wěn)定，否則電路震蕩。

4.3 緩沖電路設(shè)計

為防止功率管因關(guān)斷過壓而損壞，加變壓器原邊RCD緩沖電路。輸出端為防止硬關(guān)斷擊穿輸出二極管，加輸出緩沖電路，如圖5所示。

圖5 緩沖電路部分

當(dāng)MOS管關(guān)斷時候，原邊電流id通過變壓器原邊漏感給開關(guān)管的寄生漏源電容充電，這個高頻電壓可能使得加在開關(guān)管上的電壓超過耐壓而擊穿開關(guān)管，所以加RCD緩沖電路提供一個電壓泄放路徑。二極管選用耐壓高的快速恢復(fù)二極管FR107，RCD電阻選擇5kΩ，電容3 300pF。

當(dāng)輸入開通MOS管開，輸出關(guān)斷瞬間，加在輸出肖特基二極管上的電壓VD＝Vo＋VL＝Vo＋L，MOS管硬關(guān)斷導(dǎo)致?lián)舸┒O管。加RC緩沖電路以后，加在肖特基二極管上的電壓VD＝Vo＋Io×R3。MOS管2SK792的開通時間是55ns，肖特基二極管SB540的反向耐壓是60V，輸出Vo是5V，最大電流3A，所以最大緩沖電路等效電阻為18.33 Ω，所以≤18.33Ω，R 取18 Ω，C取560pF。等效串聯(lián)電阻為18.06Ω。

4.4 輸出電路設(shè)計

輸出部分通過肖特基二極管整流，濾波采用低ESR電容并聯(lián)更加減小輸出等效電容ESR，如圖6所示。

圖6 主輸出及反饋電路

輸出取樣電路通過R5和R12分壓來取樣，R12的取值參考TL431輸入端電流，1.5μA，為避免此段電流影響分壓比和避免噪聲，使通過電阻R12的電流為TL431輸入電流的100倍以上。Rlow＜2.5／150μA＝16.6kΩ?？梢匀?.9kΩ，同樣R5取3.9 kΩ。Tl431工作電流1mA到100mA之間，所以當(dāng)Rs的電流接近0時，由R14給TL431提供電流1 mA，R14＜Uf／1mA，查 PC817B手冊可知Uf＝1.15V，所以R14＜1.15kΩ，可以取1kΩ。

由PC817B的三極管特性曲線可知，當(dāng)二極管正向電流約7mA時，IC也為7mA，而且射極電壓在很寬的范圍內(nèi)線性，則在uc3842comp腳的范圍內(nèi)是線性。PC817B的CTR是1.3～2.6.當(dāng)IC＝7 mA，考慮最壞情況，CTR ＝1.3，要求流過發(fā)光二極管的最大電流為If＝IC／1.3＝5.38mA，R4＜（5－Uka－Uf）／5.38mA＝（5－1.15－2.5）／5.38 mA＝250Ω，TL431承受最大電流為150mA，PC817承受最大電流50mA，所以R4提供的電流最大為50mA，所以R4＞（5－1.15－2.5）／50mA＝27Ω。所以取27Ω＜R4＜250Ω，取150Ω。

4.5 接地電路設(shè)計

開關(guān)電源中采用變壓器進行冷熱地之間的地隔離，變壓器原邊熱地通過電網(wǎng)可構(gòu)成回路，變壓器次級是冷地不與大地構(gòu)成回路，C16和C17選取安規(guī)Y電容把零線和火線接外殼地，用來濾除共模干擾。冷熱地之間的電容C18把變壓器副邊的噪聲短路到初級地，減小輻射電磁波。

4.6 反饋電路設(shè)計

反饋電路用以穩(wěn)定環(huán)路［7］，峰值電流模式控制器從反饋到輸出端的傳遞函數(shù)為：

反饋采用二型誤差放大器，傳遞函數(shù)為：

帶入?yún)?shù)，根據(jù)相位裕度和增益裕度選取截止頻率為3kHz，零點和極點分別選取為1kHz和9 kHz，計算得到R7為15kΩ，C25為0.01μF，C11為680pF。

5 實驗結(jié)果及分析

5.1 Saber仿真試驗結(jié)果

電源輸入220VAC，50Hz工頻電，開關(guān)頻率f＝47kHz，其他器件選取前面已經(jīng)介紹過，采用Saber進行仿真。圖8是控制芯片UC3842的4腳震蕩波形和6腳驅(qū)動開關(guān)管波形，圖9是電流檢測電阻上的電流波形。

圖8 UC3842的4腳震蕩波形和6腳驅(qū)動開關(guān)管波形

圖9 電流檢測電阻上的電流波形

輸出為5V，3A，紋波＜100mA。滿足設(shè)計要求。

5.2 電源對RFID供電試驗結(jié)果

通過比較電源模塊對RFID供電以及USB對RFID供電結(jié)果得到USB給RFID供電輸出功率最大26dbm，反激電源供電輸出31dbm。

6 結(jié)束語

介紹了實際反激式開關(guān)電源設(shè)計中存在的問題如斜率補償，濾波器輸入阻抗和變換器不匹配導(dǎo)致的震蕩，提出了基于RFID讀寫器的解決辦法，設(shè)計的輸出為5V，3A，符合RFID讀寫器的電源需求，為RFID讀寫器產(chǎn)品設(shè)計合適的接口，輸出紋波小、精度高、控制芯片外部電路結(jié)構(gòu)簡單，可以實現(xiàn)小型化。本設(shè)計介紹了各個模塊的工作原理和選型要求，成本低廉，適用于小功率開關(guān)電源，尺寸小，便于攜帶，通過實驗證明適合RFID讀寫器的電源需求。

［1］ Power Integrations-HandBook and Manual Design［Z］.NJ，2003.

［2］ Erick R W，Dragan M.Fundamentals of Power Electronics.Second Edition［M］.New York（NY，USA：Kluwer Academic Publishers，2000.171－173.

［3］ 王闖瑞，胡榮強.反激型開關(guān)電源反饋回路的改進［J］.通信電源技術(shù)，2005，22（2）：42－44.

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［5］ UC3842Datasheet［R］.On Semiconductor Co，2000.

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［7］ Abraham I.Pressman，Keith Billings.開關(guān)電源設(shè)計.3版［M］.北京：電子工業(yè)出版社，2013.