杜志華

（煤炭工業(yè)太原設計研究院，山西 太原 030001）

引言

隨著世界經濟的迅猛發(fā)展，世界各國對能源需求急劇增長，導致以煤、石油、天然氣為主的傳統(tǒng)能源面臨枯竭，而以太陽能、風能、生物能為主的可再生能源清潔無污染，只要合理利用就能夠滿足全球50%的能源需求。并網逆變器是新能源并網的接口裝置［1－2］，將可再生能源轉換為電網能接納的電能。理想的入網電流是完美的正弦波，較 低 的 總 諧 波 失 真 （total har monic distortion，T HD）是并網逆變器控制所追求的目標。

為了降低入網電流的T HD，逆變器拓撲需包含濾波環(huán)節(jié)。并網逆變器濾波器一般有L和LCL兩種類型［3－6］。單L濾波器結構簡單，控制容易，但高頻諧波衰減能力不強；LCL濾波器對高頻分量呈高阻抗，能夠很大地衰減高頻諧波電流，但該系統(tǒng)為三階系統(tǒng)，存在諧振峰，對系統(tǒng)的控制策略提出更高的要求。采用單環(huán)入網電流直接來對并網逆變器進行控制，系統(tǒng)存在諧振尖峰，導致系統(tǒng)不穩(wěn)定［7－8］。電容兩端串聯(lián)電阻的方法，可以有效抑制諧振尖峰，但降低了濾波器的高頻濾波效果，增加了系統(tǒng)的損耗［9］。采用逆變側電流反饋控制方法，可以增強系統(tǒng)穩(wěn)定性，但不能實現(xiàn)對并網電流的直接控制［10］。

本文提出并網電流外環(huán)電容電流內環(huán)的雙環(huán)控制策略，該方法內環(huán)采用電容電流反饋控制來抑制系統(tǒng)諧振峰，外環(huán)采用入網電流直接反饋控制，能夠降低并網電流的諧波畸變率，提高并網逆變器輸出電能質量。

1 并網逆變器拓撲

LCL型單相并網逆變器拓撲如圖1所示。

圖1 LCL型并網逆變器電路拓撲

圖1 中：Udc為直流側電壓；idc為直流側輸出電流；San、Sap、Sbn、Sbp為構成全橋逆變電路的四個開關管；L1、L2、C分別為LCL濾波器的濾波電感及濾波電容；i1為逆變器逆變側的電流；i2為逆變器并網側電流；Ugrid為單相電網電壓。當開關頻率遠高于輸出濾波器的截止頻率時，逆變橋可等效為比例環(huán)節(jié)KPWM。

忽略濾波電感的電阻和電容的寄生電阻，由圖1的拓撲可得出如圖2 LCL濾波結構圖。

圖2 LCL濾波的結構圖

通過LCL濾波結構圖，可以得出其幅頻特性如圖3所示。從圖中可以看出LCL型濾波器較L濾波具有更好的高頻濾波性能，但LCL濾波器為三階結構，在諧振頻率處有較高的諧振尖峰，造成系統(tǒng)不穩(wěn)定，所需要進行阻尼抑制。

圖3 L型濾波與LCL型濾波的頻率特性圖

2 諧振阻尼抑制

圖4為單環(huán)入網電流直接反饋控制閉環(huán)控制框圖。由系統(tǒng)控制框圖可推導出系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)為公式（1）。

圖4 入網電流反饋控制框圖

由公式（1）畫出系統(tǒng)頻率特性圖，如圖5所示。可以看出該系統(tǒng)在諧振頻率處仍存在諧振尖峰，容易造成系統(tǒng)不穩(wěn)定。由系統(tǒng)傳遞函數(shù)可看出，該系統(tǒng)有位于S平面右半部分的極點，可見對于LCL型并網逆變器系統(tǒng)，單環(huán)并網電流反饋控制閉環(huán)控制會導致系統(tǒng)不穩(wěn)定。

電容電流反饋能實現(xiàn)諧振的抑制，電容電流反饋控制如圖6所示。

圖5 單環(huán)并網電流反饋控制系統(tǒng)開環(huán)頻率特性

圖6 電容電流反饋控制框圖

電容電流反饋控制與單環(huán)并網電流反饋控制對比圖，如圖7所示。從圖中可以看出，電容電流反饋控制能夠很好地抑制諧振尖峰，并且在高頻段并沒有降低濾波器性能。

圖7 電容電流反饋控制與單環(huán)并網電流反饋控制幅頻特性圖

3 雙閉環(huán)控制策略的設計

由上述可知，電容電流反饋能夠抑制諧振，增強系統(tǒng)穩(wěn)定性。本文提出一種入網電流外環(huán)電容電流內環(huán)的雙環(huán)控制策略，如圖8所示，利用電容內環(huán)來抑制系統(tǒng)諧振，增強系統(tǒng)穩(wěn)定性，外環(huán)在內環(huán)閉環(huán)的基礎上能夠直接對并網電流進行控制，提高系統(tǒng)的控制精度。

圖8 雙環(huán)控制系統(tǒng)框圖

3.1 閉環(huán)系統(tǒng)設計

雙環(huán)控制系統(tǒng)由外環(huán)和內環(huán)構成。首先需要設計內環(huán)參數(shù)，在內環(huán)設計的基本上進行外環(huán)的設計。

3.1.1 內環(huán)設計

由圖8可得出電容電流內環(huán)的閉環(huán)傳遞函數(shù)為：

系統(tǒng)的阻尼比：

從公式（3）可看出系統(tǒng)阻尼比與內環(huán)控制參數(shù)成正比，系統(tǒng)阻尼比越大，對諧振尖峰的抑制能力越強，但過大的阻尼比將導致系統(tǒng)的動態(tài)響應能力較差。為同時兼得系統(tǒng)動態(tài)響應能力和諧振尖峰的抑制效果，一般工程經驗值［12］ζ＝0.707。

3.1.2 外環(huán)設計

由于控制對象模型本身是由全控型開關器件以及二極管組成，系統(tǒng)為非線性系統(tǒng)，在建模時將其線性化，所以控制系統(tǒng)參數(shù)與真實值有一定的偏差。為解決上述問題，在設計系統(tǒng)調節(jié)器，必須留有足夠的域量，一般工程經驗為相角裕度MP＝30°～70°，幅值裕度MG＝6～8 d B。

圖9雙閉環(huán)控制系統(tǒng)的等效框圖。公式（4）所為雙閉環(huán)控制系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)，由傳遞函數(shù)可看出系統(tǒng)為Ⅱ階系統(tǒng)，根據(jù)自動控制原理，針對二階系統(tǒng)一般采用“振蕩指標法”進行系統(tǒng)整定。增大積分系數(shù)能夠提高系統(tǒng)跟蹤給定的能力，但也會給系統(tǒng)帶來不利影響，能夠降低系統(tǒng)的相角裕度，同樣，較大的比例系數(shù)能夠增加系統(tǒng)帶寬，增強系統(tǒng)的動態(tài)響應能力，但會減少系統(tǒng)幅值裕度，使系統(tǒng)不穩(wěn)定。所以需要進行參數(shù)的合理設計，既保證系統(tǒng)具有穩(wěn)態(tài)控制精度高，又要滿足系統(tǒng)的動態(tài)響應速度快的能力。

3.2 穩(wěn)定性分析

由雙閉環(huán)系統(tǒng)等效框圖可得到系統(tǒng)閉環(huán)傳遞函數(shù)為：

圖9 雙閉環(huán)等效框圖

雙閉環(huán)控制系統(tǒng)的特征方程為：

根據(jù)勞斯判據(jù)，系統(tǒng)穩(wěn)定性條件為：

并網電流外環(huán)電容電流內環(huán)的雙閉環(huán)系統(tǒng)的穩(wěn)定條件如公式（7）。從公式（7）可看出，不等式中含有電容項，當積分系數(shù)較小時，KKPWMKiL2C忽略不計，比例系數(shù)Kp＜1＋L2／L1。當積分系數(shù)較大時，KKPWMKiL2C就不能忽略，但電容容值非常小，所以KKPWMKiL2C也非常小，Kp取值有所變化。

4 仿真和實驗驗證

經過上述雙閉環(huán)系統(tǒng)的設計，在Simulink仿真環(huán)境中搭建了控制系統(tǒng)的仿真模型。圖10、下頁圖11分別為并網電流電壓穩(wěn)態(tài)波形和并網電流的諧波失真率。從圖中可看出入網電流能夠完美地與電網電壓保持同頻同相，并且系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)精度較高，諧波失真率僅為0.89%。

圖10 并網電流電壓仿真波形

圖11 并網電流仿真的THD

本文研制了一臺2.2 k VA實驗樣機，在該樣機上驗證了該算法。圖12、圖13為并網的實驗電流電壓波形和電流的諧波失真率波形圖。從圖中可以看出LCL濾波器對并網電流起到了很好的高頻衰減作用，抑制了開關頻率處的諧波分量，而且電容電流反饋很好地抑制了諧振尖峰，降低了入網電流的諧波失真率，提高了系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)精度。

圖12 并網電流電壓實驗波形

圖13 并網電流實驗的諧波失真率

5 結語

LCL型并網逆變器存在固有的諧振尖峰，采用傳統(tǒng)單環(huán)并網電流反饋控制，不能對諧振峰進行阻尼作用，因而系統(tǒng)不穩(wěn)定。針對該情況，本文提出了一種電網電流外環(huán)電容電流內環(huán)的雙閉環(huán)控制方法，詳細推導了系統(tǒng)的傳遞函數(shù)，并對控制系統(tǒng)內外環(huán)進行詳細設計，在Simulink仿真環(huán)境中搭建了仿真模型，最后在2.2 k VA并網逆變器試驗臺上進行實驗，實驗結果證明本文所提的雙閉環(huán)控制方法能夠大大抑制系統(tǒng)諧振尖峰，并提高了系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)控制精度，改善了入網電能質量。

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