摘 要： 針對(duì)高動(dòng)態(tài)環(huán)境下猝發(fā)DQPSK通信系統(tǒng)，提出一種四相鑒頻頻率牽引、鑒頻輔助鑒相的載波跟蹤方案，通過(guò)Matlab仿真驗(yàn)證，并編寫(xiě)VHDL程序在FPGA中實(shí)現(xiàn)，最終在硬件平臺(tái)上進(jìn)行性能測(cè)試，測(cè)試結(jié)果表明該方案可行，硬件實(shí)現(xiàn)達(dá)到了設(shè)計(jì)指標(biāo)要求。

關(guān)鍵詞： DQPSK； 載波跟蹤； 高動(dòng)態(tài)； 猝發(fā)通信

中圖分類(lèi)號(hào)： TN850.4?34 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼： A 文章編號(hào)： 1004?373X（2015）13?0010?03

Abstract： The carrier tracking scheme for frequency pulling of four?phase frequency discrimination and frequency discrimination auxiliary phase discrimination is proposed for burst DQPSK communication system in high dynamic circumstance. The scheme was verified by Matlab simulation， and realized in FPGA with VHDL program. Performance test was proceeded on hardware platform. The test results show that the proposed scheme is feasible. Hardware implementation satisfies the requirements of design objective .

Keywords： DQPSK； carrier tracking； high dynamic； bust communication

0 引 言

差分四相相移鍵控（DQPSK）調(diào)制具有較好的頻帶利用率及良好的抗干擾性能，在數(shù)字微波通信系統(tǒng)中得到了廣泛應(yīng)用。載波跟蹤是DQPSK信號(hào)相干接收的關(guān)鍵技術(shù)之一，受多普勒頻移和本振不穩(wěn)定等因素的影響，接收信號(hào)存在頻率漂移，從而使收發(fā)載波存在較大頻偏，直接影響到接收機(jī)的性能，因此必須將頻偏消除。而在高動(dòng)態(tài)環(huán)境下，且采用猝發(fā)通信模式，對(duì)系統(tǒng)載波捕獲速度與跟蹤精度提出更嚴(yán)格的要求，常用的科斯塔斯（COSTAS）載波跟蹤環(huán)路已不能滿足使用要求。因此，采用一種四相鑒頻[1-3]頻率牽引、鑒頻輔助鑒相的載波跟蹤方案[4]，并編寫(xiě)VHDL程序在FPGA中實(shí)現(xiàn)[5-7]，最終在硬件平臺(tái)上進(jìn)行性能測(cè)試，測(cè)試結(jié)果表明該方案可行，硬件實(shí)現(xiàn)達(dá)到了設(shè)計(jì)指標(biāo)要求。

1 DQPSK中頻接收總體方案

中頻接收機(jī)總體方案如圖1所示[8]。

經(jīng)A/D采樣的中頻信號(hào)和NCO輸出的正交載波相乘后，頻譜搬移到0中頻附近，此時(shí)數(shù)據(jù)流的速率仍很高，為40.96 MHz，采用積分梳狀濾波器低通濾波，同時(shí)進(jìn)行16倍抽取，將數(shù)據(jù)速率降低到2.56 MHz，最后進(jìn)行匹配濾波得到基帶信號(hào)。

先對(duì)下變頻、降速率的I，Q兩路數(shù)據(jù)進(jìn)行四相鑒頻頻率牽引，牽引到一定頻差后四相鑒頻器停止工作，轉(zhuǎn)向鑒頻輔助鑒相環(huán)路跟蹤載波，所生成的相位誤差信號(hào)送入環(huán)路濾波器，濾除高頻分量后作為載波相位調(diào)整信息送入NCO產(chǎn)生所需頻率的載波。

基帶信號(hào)在符號(hào)判決器中完成解調(diào)，再經(jīng)并/串轉(zhuǎn)換得到輸出數(shù)據(jù)。

2 載波跟蹤具體設(shè)計(jì)

2.1 四相鑒頻算法

輸入的中頻信號(hào)經(jīng)過(guò)正交解調(diào)和相關(guān)積分后，載波多普勒頻移被牽引到一個(gè)頻率搜索單元范圍，此時(shí)頻率估計(jì)誤差仍然較大，有可能超出鑒頻的線性跟蹤范圍。因此，首先用四相鑒頻器將誤差降低到較小的頻差范圍內(nèi)。

環(huán)路中I，Q兩路信號(hào)積分清零的輸出可表示為：

[I（k）≈AD（k）sinc{[Δf（k）]?πT}cos（φk）+nI（k）]

[Q（k）≈AD（k）sinc{[Δf（k）]?πT}sin（φk）+nQ（k）]

式中：[A]為信號(hào)幅度；[D（k）]為數(shù)據(jù)信息；[Δf（k）]為頻偏；[φk]為相位差。

頻率誤差信號(hào)通過(guò)比較兩個(gè)連續(xù)時(shí)序同相正交信號(hào)分量獲得，計(jì)算同一時(shí)刻同相、正交信號(hào)分量絕對(duì)值之差為：

[I（k）-Q（k）=A?R[ε（k）]?sinc{[Δf（k）]?πT}?{cosφk-sinφk}]

式中：[ε（k）]為誤差信號(hào)；[T]為數(shù)據(jù)持續(xù)時(shí)間。

由于載波跟蹤時(shí)碼相位估計(jì)對(duì)準(zhǔn)在一個(gè)碼片范圍內(nèi)，則[R[ε（k）]>0，][I（k）-Q（k）]的符號(hào)與[η={cosφk-sinφk}]的符號(hào)相同，可將載波頻率誤差分割成4個(gè)區(qū)間，設(shè)頻率誤差信號(hào)為[β]，則有：

[β=sgn[I（k）]?[Q（k）-Q（k-1）]，I（k）≥Q（k）-sgn[Q（k）]?[I（k）-I（k-1）]，I（k）

2.2 鑒頻輔助鑒相

四相鑒頻牽引后，頻差縮小到一定范圍，由于系統(tǒng)采用猝發(fā)工作模式，要求在盡量小的時(shí)間內(nèi)穩(wěn)定跟蹤載波，而常用的COSTAS環(huán)鎖相需要的時(shí)間較長(zhǎng)，為加快載波調(diào)整速度，需采用AFC（自動(dòng)頻率控制）環(huán)路進(jìn)行輔助捕獲。鑒頻輔助鑒相框圖如圖2所示。

積分清零后的基帶信號(hào)，采用延遲相干解調(diào)的方式提取符號(hào)信息，并產(chǎn)生輔助鑒相的頻率誤差信號(hào)。實(shí)現(xiàn)框圖如圖3所示。

實(shí)現(xiàn)符號(hào)[φf(shuō)ixed]=-45°旋轉(zhuǎn)：

[（Ik+jQk）12ejφf(shuō)ixed=（Ik+jQk）12e-jπ4=（Ik+jQk）（1-j）2]

[Ikrot=12（Ik+Qk）]

[Qkrot=12（Qk-Ik）]

延遲一個(gè)時(shí)鐘周期得[Irot（k-1），Qrot（k-1）。]

[Ak=I2k+Q2k， φk=tan-1QkIk， Sin（k）=Ik+jQk]

連續(xù)符號(hào)間的復(fù)共軛乘積為：

[Sout=Sin（k）?[Sin（k-1）ejφf(shuō)ixed]?=AkAk-1ej（φk-φk-1-φf(shuō)ixed）=AkAk-1ej（Δφmod-Δφrot（k）-φf(shuō)ixed）=（Ik+jQk）[（Ik-1+jQk-1）ejφf(shuō)ixed]?=（Ik+jQk）[（I（k-1）rot+jQ（k-1）rot）2=Dot（k）+jCross（k）]

[Dot（k）=Re[Sout]=AkAk-1cos[Δφmod-Δφrot（k）-φf(shuō)ixed]=[I（k）?Irot（k-1）+Qk?Qrot（k-1）]2=12[I（k-1）+Q（k-1）]?I（k）+12[Q（k-1）-I（k-1）]?Q（k）]

[Cross（k）=Im[Sout]=AkAk-1cos[Δφmod-Δφrot（k）-φf(shuō)ixed]=[Q（k）?Irot（k-1）-Ik?Qrot（k-1）]/2=12[I（k-1）+Q（k-1）]?Q（k）-12[Q（k-1）-I（k-1）]?I（k）]

[Δφk=Δφmod（k）+Δφrot（k）]

[Δφk]表示由于調(diào)制而引起的相鄰符號(hào)間的相差，對(duì)DQPSK信號(hào)而言，此值為0°，90°，180°，270°，[Δφmod（k）]表示由于收發(fā)頻差而引起的相鄰符號(hào)間的相差，[Δφrot（k）]表示符號(hào)旋轉(zhuǎn)角度，這里為-45°旋轉(zhuǎn)。

DQPSK信號(hào)的頻率誤差信號(hào)為：

[ε=sign[Dot（k）]?Cross（k）-sign[Cross（k）]?Dot（k）]

本設(shè)計(jì)所用的鑒相算法為改進(jìn)型硬判決COSTAS環(huán)鑒相算法[9]，在基本的COSTAS環(huán)加上[tanhkEN0]的非線性變換能實(shí)現(xiàn)最佳相位估計(jì)，然而要硬件實(shí)現(xiàn)[tanh]變換相當(dāng)復(fù)雜，于是要尋找簡(jiǎn)單而容易實(shí)現(xiàn)的[tanh]變換的近似函數(shù)。在大信噪比且[x]>>1時(shí)，發(fā)現(xiàn)[tanh]可以近似看作取信號(hào)[x]的符號(hào)（±1），而取符號(hào)運(yùn)算FPGA實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單。

推廣到DQPSK載波恢復(fù)，改進(jìn)后的鑒相算法的相位誤差信號(hào)為：[ε=sign[I]?Q-sign[Q]?I，]當(dāng)環(huán)路的相位誤差[φ=θ-θ]較小或信噪比高的時(shí)候，環(huán)路的相位誤差信號(hào)將為[ε=Asinφ，]為正弦鑒相特性。完成頻率誤差和相位誤差運(yùn)算后，按照?qǐng)D2所示的結(jié)構(gòu)，采用一階鎖頻環(huán)輔助二階鎖相環(huán)。

可以看出，四相鑒頻、鑒頻輔助鑒相結(jié)構(gòu)相似，VDHL實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，取符號(hào)運(yùn)算只需判斷信號(hào)的最高位是‘0’還是‘1’，各項(xiàng)誤差信號(hào)只需進(jìn)行基本的加法、乘積運(yùn)算便可得出。四相鑒頻環(huán)路將頻差縮小到一定范圍后便停止工作，轉(zhuǎn)向鑒頻鑒相環(huán)路捕獲跟蹤載波，最后誤差信號(hào)經(jīng)環(huán)路濾波器后，作為載波NCO的頻率控制字的調(diào)整量，調(diào)整NCO輸出所需頻率的載波。

3 仿真測(cè)試

Matlab仿真時(shí)，調(diào)制信息速率設(shè)為20 kHz，載波頻率設(shè)為70 MHz，A/D采樣速率為40.96 MHz。調(diào)制信息通過(guò)串/并轉(zhuǎn)換、差分編碼、載波調(diào)制后經(jīng)AWGN信道輸出，A/D采樣后的數(shù)據(jù)通過(guò)DDC下變頻，CIC抽取濾波[10]，數(shù)據(jù)速率降至2.56 MHz，之后進(jìn)入載波跟蹤環(huán)路計(jì)算載波頻差反饋給本地載波NCO。當(dāng)載波中心頻率存在4 kHz偏移的情況下，系統(tǒng)正常工作，完全滿足指標(biāo)要求。

頻差跟蹤仿真結(jié)果如圖4所示。

載波跟蹤算法經(jīng)VHDL實(shí)現(xiàn)后，嵌入到中頻接收系統(tǒng)中，最后下載到Altera公司EP2S60芯片內(nèi)進(jìn)行測(cè)試，結(jié)果表明所采用的算法及實(shí)現(xiàn)滿足技術(shù)指標(biāo)要求。

4 結(jié) 論

本文針對(duì)高動(dòng)態(tài)環(huán)境下猝發(fā)DQPSK通信系統(tǒng)，提出一種四相鑒頻頻率牽引、鑒頻輔助鑒相的載波跟蹤方案，并編寫(xiě)VHDL程序在FPGA中實(shí)現(xiàn)。實(shí)際測(cè)試結(jié)果表明，所采用的載波跟蹤算法捕獲時(shí)間短、跟蹤范圍寬，滿足設(shè)計(jì)指標(biāo)要求。

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