袁 文 沙德尚 于夢(mèng)園

一種新型的共用滯后橋臂的零電壓開關(guān)混合型變換器

袁 文 沙德尚 于夢(mèng)園

（北京理工大學(xué)自動(dòng)化學(xué)院 北京 100081）

本文提出了一種新穎的實(shí)現(xiàn)滯后橋臂軟開關(guān)的全橋混合型變換器。半橋 LLC與全橋共用一個(gè)滯后橋臂，保證該橋臂開關(guān)管實(shí)現(xiàn)全范圍的ZVS，LLC輸出回饋到直流母線側(cè)，變換器工作在恒定頻率，總的輸出由全橋通過移相來控制。同時(shí)使開關(guān)頻率大于諧振頻率，LLC輸出功率在滿足軟開關(guān)情況下盡可能小，可有效降低損耗。最后研制了一臺(tái) 3kW樣機(jī)，驗(yàn)證了該方案的可行性，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明滯后橋臂能夠?qū)崿F(xiàn)全范圍的軟開關(guān)。

全范圍 軟開關(guān) 共用滯后橋臂 恒頻

1 引言

加熱電源需要輸出很大的電流，在短時(shí)間內(nèi)通過電阻絲發(fā)熱達(dá)到所需的溫度。作為隔離式 Buck變換器，全橋在低壓大電流輸出場(chǎng)合得到了廣泛的應(yīng)用。但傳統(tǒng)的移相全橋并不能實(shí)現(xiàn)全范圍的軟開關(guān)，尤其在輕載時(shí)，由于漏感中能量少，不足以抽走滯后橋臂即將開通的開關(guān)管上結(jié)電容（或附加電容）的電荷，并給同一橋臂將要關(guān)斷開關(guān)管結(jié)電容（或附加電容）充電[1-2]。這就使傳統(tǒng)移相全橋變換器在負(fù)載變化較大的場(chǎng)合下工作效率有所降低，并限制了其使用范圍。為了解決輕載時(shí)滯后橋臂軟開關(guān)問題，國(guó)內(nèi)外學(xué)者已提出了很多方法。文獻(xiàn)[3]采用了一次側(cè)串聯(lián)飽和電感的方法，但會(huì)給變換器的小型化和整體化帶來困難，同時(shí)漏感的引入會(huì)使占空比丟失更嚴(yán)重。文獻(xiàn)[4]提出一種改進(jìn)的電流倍流整流的移相全橋電路，能夠?qū)崿F(xiàn)滯后橋臂更寬范圍的ZVS，該拓?fù)涞囊粋€(gè)特點(diǎn)是輕載時(shí)容易實(shí)現(xiàn)滯后橋臂的軟開關(guān)，重載時(shí)容易實(shí)現(xiàn)超前橋臂的軟開關(guān)。文獻(xiàn)[5-6]增加了有源網(wǎng)絡(luò)，實(shí)現(xiàn)寬范圍的軟開關(guān)。由于有源器件需要額外的驅(qū)動(dòng)電路，使得系統(tǒng)變得更加復(fù)雜。文獻(xiàn)[7]將輔助網(wǎng)絡(luò)并聯(lián)在變壓器中點(diǎn)和地之間，利用主變壓器電壓和輔助網(wǎng)絡(luò)電壓兩者互補(bǔ)的特點(diǎn)，不但拓寬了軟開關(guān)范圍，而且能減小重載下的導(dǎo)通損耗。文獻(xiàn)[8]通過添加一個(gè)對(duì)稱的無源輔助網(wǎng)絡(luò)，實(shí)現(xiàn)了滯后橋臂從空載到滿載的軟開關(guān)。文獻(xiàn)[9]通過輕載時(shí)增加滯后橋臂死區(qū)時(shí)間來實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，在不添加其器件的情況下取得了較好的效果。文獻(xiàn)[10]提出了一種實(shí)現(xiàn)寬范圍ZVS的方法，但LLC電路中的能量?jī)H在環(huán)流時(shí)傳遞到二次側(cè)。文獻(xiàn)[11]提出了一種高效的全橋半橋混合式變換器，全橋和半橋共用一個(gè)滯后橋臂，通過半橋 LLC諧振電路的作用，能實(shí)現(xiàn)滯后橋臂全范圍的ZVS。全橋的輸出和LLC諧振的輸出串聯(lián)，開關(guān)頻率恒定，LLC諧振輸出開環(huán)，因此當(dāng)輸出電壓要求很低時(shí)，失去了調(diào)節(jié)能力。

為了適應(yīng)低壓大電流輸出應(yīng)用，本文采用LLC諧振電路與全橋電路共用滯后橋臂來解決輕載時(shí)軟開關(guān)的問題，同時(shí)將 LLC的輸出回饋到直流母線側(cè)，從而避免了LLC輸出不可控的問題，同時(shí)提高了輕載時(shí)變換器的效率。

本文首先詳細(xì)分析了該變換器的工作原理，然后討論具體參數(shù)的設(shè)計(jì)和選取原則，最后通過一臺(tái)3kW的原理樣機(jī)驗(yàn)證了理論分析的正確性。

2 工作原理

圖1所示為本文所采用的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。全橋由四個(gè)開關(guān)管 S1、S2、S3、S4和變壓器 TR1以及二次整流管 VDR1、VDR2和濾波電感 Lf、負(fù)載組成；半橋LLC諧振電路由共用的滯后橋臂S2、S4和諧振電感Lr、諧振電容 Cr、變壓器 TR2以及整流管 VDR3、VDR4組成。

圖1 新型變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Circuit diagram of the proposed converter

圖2 給出了該變換器的主要波形圖。為了便于分析，假定所有元器件都是理想狀態(tài)，包括開關(guān)管、二極管、電容和電感等。二次濾波電感足夠大，在一個(gè)周期內(nèi)，可視為恒流源。C1=C3=Clead，C2=C4=Clag。

圖2 變換器的主要波形Fig.2 Key waveforms of the novel ZVS converter

在半個(gè)周期內(nèi)，一共有七個(gè)模態(tài)：

（1）模態(tài)1[t0～t1]。如圖 3a所示。t0～t1時(shí)刻，開關(guān)管S1和S4導(dǎo)通，二次側(cè)二極管 VDR1導(dǎo)通，能量傳遞到二次側(cè)。該階段一次電流可近似表示為，t0≤t≤t1，n1為變壓器電壓比，Io為輸出電流。同時(shí) VDR4導(dǎo)通，LLC中能量流向直流母線側(cè)。

（2）模態(tài) 2[t1～t2]。如圖 3b所示。t1時(shí)刻后，開關(guān)管 S1關(guān)斷，此時(shí)二次電感與一次漏感等效于串聯(lián)，工作在恒流模式，一次電流基本沒有大的變化，以恒定的值分別給結(jié)電容C1、C3充放電。

圖3 各工作模態(tài)的等效電路圖Fig.3 Equivalent circuits for each operating mode

（3）模態(tài) 3[t2～t3]。如圖 3c所示。在t2時(shí)刻，電容的充放電完成，S3兩端電壓已經(jīng)降為零，此時(shí)開通S3，實(shí)現(xiàn)了軟開通。一次電流由開關(guān)管體二極管 VD3續(xù)流，電路處于環(huán)流狀態(tài)，該電流可近似認(rèn)為恒定值。為了保證超前橋臂軟開關(guān)，死區(qū)時(shí)間tdead應(yīng)滿足：tdead＞t12。

（4）模態(tài)4[t3～t4]。如圖 3d所示。t3時(shí)刻，開關(guān)管 S4關(guān)斷，變壓器一次漏感的能量和 LLC諧振電路中的能量給滯后橋臂的結(jié)電容充放電。輕載時(shí)，漏感中能量不足，一次電流 ip1不能完全實(shí)現(xiàn)對(duì) C4、C2的充放電，此時(shí)，諧振電流ip2通過C4和C2，直至C4兩端電壓上升為 Vin，C2兩端電壓降為零。因?yàn)橐淮坞娏?ip1很小，電容 C4、C2充放電的完成主要由諧振電流ip2決定。到 t4時(shí)刻，充放電已完成，該模態(tài)結(jié)束。

（5）模態(tài) 5[t4～t5]。如圖 3e所示。在t4時(shí)刻，電容C2兩端電壓VC2變?yōu)榱?，開關(guān)管體二極管 VD2導(dǎo)通，此后開通 S2，就能實(shí)現(xiàn)滯后橋臂的軟開通。二次側(cè)二極管 VDR1和 VDR2同時(shí)導(dǎo)通續(xù)流，AB兩點(diǎn)的電壓變?yōu)?Vin，一次電流開始以恒定斜率減小。該階段有如下兩種情況：①若漏感中能量足夠大，即 S2開通時(shí)間在一次電流 ip1反向前，當(dāng)一次電流ip1完成對(duì)C4、C2的充放電后，VD2自動(dòng)導(dǎo)通，此時(shí)ip1和LLC諧振電流ip2共同經(jīng) VD2回饋到直流母線側(cè)；②若漏感中能量很小，即S2開通時(shí)間在一次電流 ip1反向后，當(dāng)一次電流 ip1和 LLC諧振電流 ip2完成對(duì)C4、C2的充放電后，由于t4時(shí)刻，一次電流較小，漏感在電壓-Vin作用下，電流很快反向。全橋一次電流ip1表達(dá)式為

（6）模態(tài) 6[t5～t6]。如圖3f所示。在 t5時(shí)刻，一次電流下降到零并開始反向，此時(shí)一次電流不足以提供負(fù)載電流，因此二次側(cè)二極管 VDR1和VDR2同時(shí)導(dǎo)通。電源電壓反向加在漏感上，一次電流反向線性增加。

同時(shí) LLC中的諧振電流 ip2下降到等于勵(lì)磁電感的電流iLm后很快反向，其二次二極管 VDR4開始導(dǎo)通。到t6時(shí)刻，全橋一次電流達(dá)到折算到一次側(cè)的負(fù)載電流，該模態(tài)結(jié)束。此時(shí)，VDR1關(guān)斷，VDR2流過全部負(fù)載電流。

（7）模態(tài)7[t6～t7]。如圖3g所示。t6時(shí)刻過后，能量由一次側(cè)傳遞到二次側(cè)，一次側(cè)電流可表示為。變壓器開始另半個(gè)周期的工作，其工作情況類似于上述的半個(gè)周期。

3 相關(guān)理論分析

3.1 ZVS實(shí)現(xiàn)條件

由于移相全橋在輕載時(shí)，滯后橋臂不易實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，所以只要能夠?qū)崿F(xiàn)負(fù)載最輕時(shí)的軟開關(guān)，就能保證實(shí)現(xiàn)全范圍的軟開關(guān)。為了便于分析，規(guī)定負(fù)載最輕時(shí)負(fù)載電流為 Iomin。假設(shè)全橋漏感很小，且輕載時(shí)一次電流也很小，因此本文忽略漏感中的能量，即實(shí)現(xiàn)滯后橋臂的軟開關(guān)完全依靠LLC諧振電路中的能量。

若將 S4關(guān)斷時(shí)刻t3記為零時(shí)刻，電容 C2、C4、Cr的電壓初值分別記為 Vin、0、VCr(t3)，諧振電流初值記為ip2(t3)。則諧振電流為

當(dāng)VC4上升到Vin后，一共需要時(shí)長(zhǎng)為t34，即

為了實(shí)現(xiàn)滯后橋臂的軟開關(guān)，只需在死區(qū)時(shí)間內(nèi)完成對(duì)C4、C2的充放電。因此要滿足如下關(guān)系：t34＜tdead。假設(shè)在tdead時(shí)刻，諧振電流剛好完成充放電，且該時(shí)刻諧振電流為 I1，如圖 4所示。為了簡(jiǎn)化分析，在死區(qū)時(shí)間內(nèi)。ip2(t3)以恒定斜率下降到 I1。則為了實(shí)現(xiàn)ZVS，I1需滿足如下關(guān)系

圖4 簡(jiǎn)化電路Fig.4 Simplified analysis diagram

3.2 LLC等效輸出負(fù)載

于是有

等效電阻阻值 Re和 fn的關(guān)系如圖5所示。

圖5 等效負(fù)載Re和歸一化頻率fn的關(guān)系曲線圖Fig.5 The equivalent impedance Reas fnvaries

3.3 LLC部分參數(shù)的選取依據(jù)

為了實(shí)現(xiàn)ZVS，則必須 LLC的等效負(fù)載大于臨界負(fù)載，取 fn＞1。由文獻(xiàn)[13]，

圖6 等效負(fù)載和臨界負(fù)載之間的關(guān)系曲線Fig.6 The figure of equivalent load compared with critical load

由圖6可知，當(dāng)開關(guān)頻率小于諧振頻率時(shí)，即fs＜fr，電路等效負(fù)載和臨界負(fù)載很接近，不能保證諧振網(wǎng)絡(luò)成感性，因此不滿足開關(guān)管實(shí)現(xiàn)ZVS的條件，于是取fn＞1。

規(guī)定直流電流增益為，則可用如下表達(dá)式描述[14]

電流增益和匝比的關(guān)系如圖 7所示。

圖7 匝比n2和電流增益之間的關(guān)系曲線Fig.7 The relationship between turns ratio n2and current gain

由圖7可知，n2越小，電流增益越大。在能實(shí)現(xiàn)滯后橋臂軟開關(guān)的情況下，為了減小能量損耗，諧振電路中電流應(yīng)盡量小。折中考慮，取n2=1/3。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為了驗(yàn)證本文提出的變換器的可行性，研制了一臺(tái) 3kW 的樣機(jī)。相關(guān)指標(biāo)如下：輸入電壓 Vin= 220(1±10%)V，輸出電流 30～330A，開關(guān)頻率50kHz。其中樣機(jī)如圖8所示。

圖8 樣機(jī)實(shí)物圖Fig.8 Prototype of the proposed converter

變換器元器件的選取如下表所示。

圖 9a、圖 9b分別是添加輔助網(wǎng)絡(luò)前后的實(shí)驗(yàn)波形。輸出電流都為100A（由于輸出電流更小時(shí)，傳統(tǒng)的移相全橋因?yàn)橛查_關(guān)的原因可能損壞器件，所以選擇100A來對(duì)比），從圖9a可知，此時(shí)傳統(tǒng)的移相全橋已經(jīng)不能實(shí)現(xiàn)滯后橋臂的軟開關(guān)了。圖9b是改進(jìn)后的移相全橋的實(shí)驗(yàn)波形，由圖可以看出，解決了輕載時(shí)的軟開關(guān)問題。

圖9 改進(jìn)前后的PSFB波形Fig.9 The waveforms of the conventional and PSFB proposed

圖10 所示為改進(jìn)后的移相全橋輕載時(shí)（輸出電流Io1=30A）的相關(guān)實(shí)驗(yàn)波形。從圖10可知，由于輔助網(wǎng)絡(luò)的添加，在滯后橋臂開關(guān)管開通時(shí)，變壓器一次電壓沒有出現(xiàn)振蕩，實(shí)現(xiàn)了軟開關(guān)。

圖10 輸出電流Io1=30A（輕載）時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形Fig.10 The experimental waveforms of light load (the output current Io1=30A)

圖11 是滿載時(shí)相關(guān)的實(shí)驗(yàn)波形。半橋LLC的輸出電流io2、諧振電流ip2、諧振電容電壓 VCr和輕載時(shí)一樣，與理論相符合，不受全橋輸出變化的影響。圖12是測(cè)量的變換器的效率曲線。由圖可以看出，輕載時(shí)由于實(shí)現(xiàn)了變換器的軟開關(guān)，效率較傳統(tǒng)的移相全橋有明顯的提高，重載時(shí)由于移相全橋自身能夠?qū)崿F(xiàn)所有開關(guān)管的ZVS，因此添加的輔助網(wǎng)絡(luò)對(duì)變換器效率基本沒有什么影響，故效率與傳統(tǒng)的移相全橋接近。

圖11 輸出電流Io1=330A（滿載）時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形Fig.11 The experimental waveforms of full load (the output current Io1=330A)

圖12 變換器效率曲線Fig.12 Measured efficiency of converter

5 結(jié)論

傳統(tǒng)的LLC雖能實(shí)現(xiàn)MOSFETs的ZVS，但完全通過開關(guān)頻率的調(diào)節(jié)來滿足寬范圍輸出的要求比較困難，而移相全橋不能實(shí)現(xiàn)全范圍的軟開關(guān)，但移相控制方式滯后橋臂是固定占空比，這為兩種變換器的混合提供了條件。本文提出的混合型變換器不僅能解決輕載時(shí)滯后橋臂的軟開關(guān)，同時(shí)變換器開關(guān)頻率恒定，LLC諧振變換器輸出回饋到直流母線側(cè)，這樣半橋LLC的輸出與總的輸出沒有聯(lián)系，避免了開環(huán)情況下 LLC諧振的輸出不可控帶來的問題，相反，總的輸出完全可由全橋通過移相控制來調(diào)節(jié)。

[1] Chen W, Lee F C, Jovanovic M M. A comparative study of a class of full bridge zero-voltage-switched PWM converters[C]. Proceedings of IEEE APEC, 1995: 893-899.

[2] 阮新波, 嚴(yán)仰光. 脈寬調(diào)制 DC/DC 全橋變換器的軟開關(guān)技術(shù)[M]. 北京: 科學(xué)出版社, 2000.

[3] Hua Guichao, Fred C Lee, Milan M. Zero-voltageswitched PWM converter using a saturable inductor[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 1993, 8(4): 530-534.

[4] Ruan Xinbo, Wang J, Chen Q. An improved currentdoubler-recti-fier ZVS PWM full-bridge converter[C]. Proceedings of IEEE PESC, 2001: 1749-1754.

[5] 張欣, 陳武, 阮新波. 一種輔助電流可控的移相全橋零電壓開關(guān) PWM 變換器[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2010, 25(3): 81-88.

Zhang Xin, Chen Wu, Ruan Xinbo. A novel ZVS PWM phase-shifted full-bridge converter with controlled auxiliary circuit[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2010, 25(3): 81-88.

[6] Young Do Kim, Kyu Min Cho, Duk You Kim, et al. Wide-range ZVS phase-shift full-bridge converter with reduced conduction loss caused by circulating current[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2013, 28(7): 3308-3316.

[7] 陳武, 阮新波, 張容榮. 加復(fù)位繞組的零電壓開關(guān)PWM 全橋變換器[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2007, 22(11): 117-124.

Chen Wu, Ruan Xinbo, Zhang Rongrong. ZVS PWM full-bridge converter with reset winding[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2007, 22(11): 117-124.

[8] Majid Pahlevaninezhad, Pritam Das, Josef Drobnik, et al. A novel ZVZCS full-bridge DC/DC converter used for electric vehicles[J]. IEEE Transactions of Power Electronics, 2012, 27(6): 2752-2769.

[9] Duk-You Kim, Chong-Eun Kim, Gun-Woo Moon. Variable delay time method in phase-shifted fullbridge converter for reduced power consumption under light load conditions[J]. IEEE Transactions of Power Electronics, 2013, 28(11): 5120-5127.

[10] Yu W S, Lai J S, Lai W H, et al. Hybrid half-and full-bridge converter with high efficiency and full soft-switching range[C]. Proceedings of IEEE Energy Convers. Congr. and Expo., 2011: 3080-3087.

[11] Liu C, Gu B, Lai J S, et al. High-efficiency hybrid full-bridge-half-bridge converter with shared ZVS lagging leg and dual outputs in series[J]. IEEE Transactions of Power Electronics, 2013, 28(2): 849-861.

[12] Beiranvand R, Rashidian B, Zolghadri M, et al. Using LLC resonant converter for designing wide-range voltage source[J]. IEEE Transactions Industry Electronics, 2011, 58(5): 1746-1756.

[13] Erickson R W, Maksimovic D. Resonant conversion in Fundamentals of Power Electronics[M]. 2nd ed. Boulder, CO: Kluwer, 2001.

[14] Beiranvand R, Rashidian B, Zolghadri M, et al. Designing an adjustable wide range regulated current source[J]. IEEE Transactions of Power Electronics, 2010, 25(1): 197-208.

A Novel Full-Range ZVS Hybrid Converter with Shared Lagging Leg

Yuan Wen Sha Deshang Yu Mengyuan

（Beijing Institute of Technology Beijing 100081 China）

A novel wide-range zero-voltage switching(ZVS) phase-shift full-bridge(PS-FB) converter is proposed in this paper. The proposed converter combining the FB and half-bridge(HB) LLC resonant converters’ configuration with shared lagging leg. The output of LLC resonant circuit is connected to the DC bus, so the terminal output of the converter can be modulated at a constant frequency by FB totally. In order to reduce energy loss, the resonant current should be low enough in the condition of achieving ZVS of lagging leg. The operational principle and ana lysis of the proposed converter are presented and verified by the 3kW prototype.

Full-range, ZVS, shared lagging leg, constant frequency

TM46

袁 文 男，1987年生，碩士研究生，研究方向?yàn)楦哳lDC/DC變換器及軟開關(guān)技術(shù)。

北京自然科學(xué)基金（3132032），教育部新世紀(jì)優(yōu)秀人才（NCET-13-0043），新能源電力系統(tǒng)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室開放課題（2014），國(guó)家人事部留學(xué)歸國(guó)人員擇優(yōu)資助項(xiàng)目（2014），北京理工大學(xué)基礎(chǔ)研究基金（20120642009）。

2013-05-05 改稿日期 2013-06-03

沙德尚 男，1977年生，副教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)殡娏﹄娮痈哳l變換、新能源發(fā)電及微電網(wǎng)技術(shù)。