易 皓 卓 放 翟 灝

(電力設(shè)備電氣絕緣國家重點(diǎn)實驗室(西安交通大學(xué)) 西安 710049)

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基于矢量諧振調(diào)節(jié)器的有源電力濾波器網(wǎng)側(cè)電流檢測控制方法研究

易 皓 卓 放 翟 灝

(電力設(shè)備電氣絕緣國家重點(diǎn)實驗室(西安交通大學(xué)) 西安 710049)

基于矢量諧振調(diào)節(jié)器，提出一種全新的并聯(lián)型有源電力濾波器(PAPF)網(wǎng)側(cè)電流檢測控制方案，該方案無需諧波分離算法，并將PAPF等效控制為串聯(lián)在非線性負(fù)載與電源間的帶阻濾波器，控制精度更高，且具有良好的暫態(tài)響應(yīng)性能，從而以更靈活、合理的方式實現(xiàn)網(wǎng)側(cè)諧波電流的濾除。

諧振調(diào)節(jié)器 有源電力濾波器 網(wǎng)側(cè)電流檢測 閉環(huán)控制

0 引言

當(dāng)前并聯(lián)型有源電力濾波器(PAPF)控制方法通?；谪?fù)載側(cè)電流檢測，并通過調(diào)整輸出電流以抵消負(fù)載電流中的諧波成分，間接實現(xiàn)了網(wǎng)側(cè)諧波電流的治理，從全局來看，該控制方案屬于開環(huán)系統(tǒng)。由于現(xiàn)實系統(tǒng)中信號采樣、調(diào)理、諧波分離、電流跟蹤等環(huán)節(jié)的引入，上述開環(huán)系統(tǒng)的濾波性能嚴(yán)重依賴于各環(huán)節(jié)參數(shù)的精確匹配。

為提高PAPF系統(tǒng)控制精度和魯棒性，直接檢測并控制網(wǎng)側(cè)諧波電流，從而在整體上構(gòu)成閉環(huán)系統(tǒng)，是當(dāng)前改善PAPF濾波性能的主要方向之一[1，2]。然而現(xiàn)有PAPF閉環(huán)控制方法，如基于電流源型(Current Source based，CS)的控制方法[2-4]以及基于能量平衡原理(Power Balance based，PB)的控制方法[5-7]，都存在暫態(tài)響應(yīng)速度或穩(wěn)態(tài)濾波性能方面的缺陷。因此該領(lǐng)域的研究仍有待深入。

諧振調(diào)節(jié)器作為一種高性能調(diào)節(jié)器形式，近年來被廣泛應(yīng)用于電力電子變換器的控制。它對交流信號具有零穩(wěn)態(tài)誤差的調(diào)節(jié)效果，并可同時調(diào)節(jié)諧振頻率下正、負(fù)序信號，具備運(yùn)算量小、適宜數(shù)字實現(xiàn)等優(yōu)點(diǎn)[8-10]。然而，當(dāng)前倍受關(guān)注的比例諧振(Proportional Resonant，PR)調(diào)節(jié)器雖適用于大部分指令精確的應(yīng)用環(huán)境，卻仍存在調(diào)節(jié)帶寬低、頻率選擇特性不夠理想等缺陷[11-16]。與之相對應(yīng)，矢量諧振(Vector Resonant，VR)調(diào)節(jié)器作為一種新型諧振調(diào)節(jié)器，繼承了諧振調(diào)節(jié)器的傳統(tǒng)優(yōu)勢，此外，它充分考慮了被控對象影響，具有更高的調(diào)節(jié)帶寬和優(yōu)異的頻率選擇特性，非常適合PAPF的電流控制[17，18]。

本文在充分利用VR調(diào)節(jié)器頻率選擇特性的基礎(chǔ)上，提出了一種全新的PAPF閉環(huán)控制方案。該方案直接檢測網(wǎng)側(cè)電流進(jìn)行控制，無需諧波分離算法，并將PAPF等效控制為串聯(lián)在非線性負(fù)載與電源間的帶阻濾波器。其通過調(diào)整VR調(diào)節(jié)器參數(shù)，便可靈活地實現(xiàn)對所選諧波成分的濾除和系統(tǒng)響應(yīng)速度的調(diào)節(jié)。進(jìn)而系統(tǒng)地對比分析了所提PAPF控制方案與無源濾波器以及現(xiàn)有閉環(huán)控制方法的聯(lián)系，從而更加深入的揭示了該方案的濾波特性和合理性。

1 采用諧振調(diào)節(jié)器的電流環(huán)特性

對于處理諧波電流的PAPF系統(tǒng)，其電流環(huán)效果對系統(tǒng)控制性能起決定性作用。在傳統(tǒng)開環(huán)控制方法中，電流環(huán)指令通常通過前級諧波分離算法“精確”得到，即理想情況下電流指令中不含所選諧波成分以外的成分。此時，PAPF電流環(huán)常采用式(1)所示PR調(diào)節(jié)器進(jìn)行電流跟蹤控制。

(1)

式中，R、L分別為進(jìn)線電抗的等效串聯(lián)電阻和電感；ωe為電網(wǎng)電壓角頻率；hωe為諧振調(diào)節(jié)器的諧振頻率；kPR為比例項系數(shù)。

當(dāng)PAPF通過進(jìn)線電感接入電網(wǎng)時，采用PR調(diào)節(jié)器的電流環(huán)閉環(huán)頻率響應(yīng)圖如圖1所示。從圖中可看出，此時電流環(huán)在諧振頻率點(diǎn)處可保障單位增益、零相移的跟蹤控制效果；但在諧振頻率點(diǎn)附近，系統(tǒng)會出現(xiàn)大于單位增益且隨頻率增長的諧振峰現(xiàn)象。該諧振峰現(xiàn)象意味著電流環(huán)將在幅值上放大指令中相應(yīng)頻率點(diǎn)處的噪聲信號，從而影響PR調(diào)節(jié)器的調(diào)節(jié)性能和調(diào)節(jié)帶寬。此外，由于PR調(diào)節(jié)器比例系數(shù)的存在，電流環(huán)在非諧振頻率點(diǎn)總會出現(xiàn)響應(yīng)，其頻率選擇特性并不理想。

圖1 采用PR調(diào)節(jié)器電流環(huán)頻率響應(yīng)圖Fig.1 Frequency response diagram for current loop with PR regulator

上述諧振峰現(xiàn)象可通過如圖2a所示的電流環(huán)零極點(diǎn)分布圖進(jìn)行解釋?？梢钥闯?，PR調(diào)節(jié)器并未考慮被控對象(進(jìn)線電抗)極點(diǎn)的影響，反而引入了一對共軛零點(diǎn)，從而導(dǎo)致諧振峰現(xiàn)象的出現(xiàn)。

針對PR調(diào)節(jié)器的不足，文獻(xiàn)[15]提出了如式(2)所示的VR調(diào)節(jié)器。

(2)

式中，kVR為比例項系數(shù)。

相應(yīng)的，采用VR調(diào)節(jié)器的電流環(huán)零極點(diǎn)分布圖如圖2b所示?？梢姡琕R調(diào)節(jié)器具有與PR調(diào)節(jié)器相同的極點(diǎn)分布，從而保障了諧振調(diào)節(jié)器零穩(wěn)態(tài)誤差的調(diào)節(jié)效果；此外，不同于PR調(diào)節(jié)器，VR調(diào)節(jié)器充分考慮了被控對象影響，提供了相應(yīng)的零點(diǎn)以實現(xiàn)完全的零極點(diǎn)相消。

圖2 采用諧振調(diào)節(jié)器的電流控制環(huán)零極點(diǎn)分布圖Fig.2 Pole-zero mapping for current loop with resonant regulator

從圖3可看出，采用VR調(diào)節(jié)器的電流環(huán)不再出現(xiàn)諧振峰現(xiàn)象，從而保證了其在高頻信號調(diào)節(jié)時的性能。此外，圖示電流環(huán)表現(xiàn)出等效帶通濾波器的效果：其中，VR調(diào)節(jié)器的諧振頻率決定了該等效帶通濾波器的通帶位置，而VR調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)kVR則決定了等效帶通濾波器的通帶帶寬。為驗證VR調(diào)節(jié)器的頻率選擇特性，圖示電流環(huán)設(shè)置了諧振頻率對應(yīng)于基波、7次、11次、13次諧波的VR調(diào)節(jié)器，而未設(shè)置諧振頻率為5次諧波的VR調(diào)節(jié)器?？梢钥吹?，此時電流環(huán)對指令中各所選成分均可實現(xiàn)良好的跟蹤效果，而對未選擇的5次諧波成分的跟蹤效果則取決于通帶帶寬的設(shè)置。當(dāng)調(diào)節(jié)kVR得到適合的通帶帶寬時，電流環(huán)將不再跟蹤指令中未選擇的5次諧波成分。該頻率響應(yīng)特性表明，當(dāng)設(shè)置合適kVR時，VR調(diào)節(jié)器具有靈活且良好的頻率選擇特性。這為VR調(diào)節(jié)器在較苛刻的環(huán)境下應(yīng)用提供了保障。

圖3 采用VR調(diào)節(jié)器的電流環(huán)頻率響應(yīng)圖Fig.3 Frequency response diagram for current loop with VR regulator

2 基于VR調(diào)節(jié)器的PAPF閉環(huán)控制方法

基于VR調(diào)節(jié)器上述調(diào)節(jié)特性，本文提出如圖4所示的PAPF閉環(huán)控制方法。圖中，P(s)表示由變流器、網(wǎng)壓及進(jìn)線電抗構(gòu)成的系統(tǒng)被控對象；VRf(s)表示針對基波成分的VR調(diào)節(jié)器；ΣVRh(s)則表示針對各次所選諧波成分的VR調(diào)節(jié)器。

圖4 基于VR調(diào)節(jié)器的PAPF新閉環(huán)控制方法Fig.4 Novel PAPF closed-loop scheme based on VR regulator

該方法直接檢測網(wǎng)側(cè)電流，并分別控制所選諧波成分為零，從而從整體上構(gòu)成閉環(huán)系統(tǒng)。從圖4可看出，該方法：①包含兩個并行的控制環(huán)：以PAPF輸出電流中基波成分為控制對象的基波穩(wěn)壓控制環(huán)和以網(wǎng)側(cè)諧波電流為控制對象的諧波控制環(huán)。此方法實現(xiàn)的關(guān)鍵在于保證兩控制環(huán)并行運(yùn)行，互不干擾。②不包含任何諧波分離算法，其電流控制環(huán)除電流調(diào)節(jié)功能外，還需兼具諧波選擇功能。

上述兩點(diǎn)一方面大大降低了系統(tǒng)實現(xiàn)所需的運(yùn)算量，并減少了閉環(huán)系統(tǒng)內(nèi)諧波分離算法引入的額外延時環(huán)節(jié)；另一方面對兩個電流環(huán)的頻率選擇特性提出了較苛刻的要求，即：基波控制環(huán)僅對輸出電流中的基波成分有效，而諧波控制環(huán)僅對網(wǎng)側(cè)電流中的所選諧波成分有效。根據(jù)前述關(guān)于VR調(diào)節(jié)器特性的描述，其良好的電流調(diào)節(jié)能力和頻率選擇特性使圖4所示PAPF閉環(huán)控制方法的實現(xiàn)成為可能。

圖4中基波控制環(huán)用以控制PAPF輸出電流中的基波成分，進(jìn)而實現(xiàn)PAPF直流側(cè)電壓的控制。當(dāng)采用僅針對基波成分的VR調(diào)節(jié)器時，該基波電流環(huán)可表示為

(3)

即，此時基波電流環(huán)等效表現(xiàn)為針對基波成分的帶通濾波器，用以對穩(wěn)壓環(huán)節(jié)產(chǎn)生的基波指令進(jìn)行跟蹤控制。當(dāng)調(diào)整kVR得到合適的通帶帶寬時，基波電流環(huán)便不會影響諧波環(huán)的控制性能。

而對于圖4中諧波控制環(huán)，其中負(fù)載諧波電流被視為閉環(huán)系統(tǒng)的擾動存在。該控制環(huán)的目標(biāo)即為抑制負(fù)載側(cè)諧波電流引入的擾動，并控制網(wǎng)側(cè)電流中所選諧波成分為零。此時，系統(tǒng)網(wǎng)側(cè)諧波電流濾除能力可通過式(4)進(jìn)行描述，式中的近似是建立在VR調(diào)節(jié)器良好的頻率選擇特性基礎(chǔ)上進(jìn)行的。

(4)

相應(yīng)的系統(tǒng)諧波濾除性能可用如圖5所示的頻率響應(yīng)圖進(jìn)行描述。可以看出，此時PAPF被等效控制為串聯(lián)在非線性負(fù)載與電源間的帶阻濾波器，其中等效帶阻濾波器的阻帶位置由各VR調(diào)節(jié)器的諧振頻率決定，而各阻帶的帶寬則由VR調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)kVR控制。因此，通過設(shè)計合理的VR調(diào)節(jié)器參數(shù)，從而獲得適合的阻帶位置和帶寬，便可靈活地控制PAPF系統(tǒng)兼具良好的諧波濾除性能和頻率選擇特性。如圖5所示情況，PAPF將有效濾除網(wǎng)側(cè)電流中的5次、11次、13次、17次、19次諧波成分，而其他未選諧波成分(如基波和7次諧波)則幾乎不受影響地流入電源側(cè)。由于該方法的上述特性，本文稱之為基于等效帶阻濾波器(Equivalent Band-Rejection Filter based，EBRF)的PAPF控制方法。

圖5 采用VR調(diào)節(jié)器的PAPF閉環(huán)控制方法濾波性能頻率響應(yīng)圖Fig.5 Harmonics filtering frequency response diagram for novel PAPF control scheme with VR regulator

值得注意的是，由于等效帶阻濾波器的阻帶帶寬決定了PAPF系統(tǒng)響應(yīng)速度，因此在滿足基本頻率選擇特性的基礎(chǔ)上，kVR取值應(yīng)盡可能大。

在具體實現(xiàn)時，PAPF的諧波選擇濾除功能可通過調(diào)整VR調(diào)節(jié)器的組合形式及其諧振頻率hωe靈活實現(xiàn)，其中h表示諧波次數(shù)。因此，簡單設(shè)置參數(shù)h便可靈活地進(jìn)行相應(yīng)諧波的濾除。對于絕大多數(shù)典型的非線性負(fù)載，其產(chǎn)生的諧波電流次數(shù)均可表示為h=6k±1，其中k=1，2，3，…。這種情況下，只需根據(jù)需要，提前設(shè)置h的取值即可。而對于其他非典型的非線性負(fù)載，其產(chǎn)生的諧波電流成分并不那么規(guī)律。此時，應(yīng)通過人機(jī)界面實時地設(shè)置h的取值及VR調(diào)節(jié)器的組合形式，從而取得期望的濾波效果。

3 PAPF新閉環(huán)控制方法特性分析

3.1 與無源濾波器對比分析

本文所提閉環(huán)控制方法將PAPF等效控制為串聯(lián)在負(fù)載與電源間的帶阻濾波器，其與無源濾波器間存在何種聯(lián)系？

如圖6所示諧波等效電路，無源濾波器通過電感LPF、電容CPF構(gòu)成針對特定次諧波電流的諧振電路，引導(dǎo)其流入濾波回路，從而達(dá)到濾波的目的。圖6中非線性負(fù)載被簡化為理想諧波電流源，而網(wǎng)側(cè)支路阻抗Rs、感抗Ls則由線路及變壓器等元件引入。圖示無源濾波器的濾波性能可用式(5)進(jìn)行描述。

(5)

圖6 采用無源濾波器的系統(tǒng)諧波等效電路圖Fig.6 Harmonics equivalent circuit for power system with passive filter (PF)

式(5)闡明了無源濾波器最顯著的缺陷，即：其濾波性能會受到系統(tǒng)參數(shù)的嚴(yán)重影響。由于網(wǎng)側(cè)支路感抗通常由系統(tǒng)結(jié)構(gòu)、元件等眾多因素決定，且并不固定，上述缺陷往往無法避免。

然而，當(dāng)考慮理想環(huán)境而忽略網(wǎng)側(cè)感抗影響時，即Ls=0時，式(5)將等同于式(4)，即從系統(tǒng)級角度看，本文所提PAPF控制方法與理想情況下的無源濾波器具有相同的濾波性能，其中VR調(diào)節(jié)器諧振頻率等效于無源濾波器諧振頻率，而式(4)中kVR/L則等效于式(5)中Rs/LPF，決定著帶阻濾波器阻帶帶寬。

上述分析表明，本文所提PAPF的EBRF控制方法可通過數(shù)字方式精確而靈活地實現(xiàn)預(yù)期濾波效果而不受系統(tǒng)參數(shù)影響，從而有效避免無源濾波器的各種缺陷。此外，該控制方法有效將PAPF與理想無源濾波器聯(lián)系起來，為今后更高階濾波器用有源方式實現(xiàn)奠定了基礎(chǔ)。

3.2 與傳統(tǒng)PAPF閉環(huán)控制方法對比分析

1)與CS方法對比分析

PAPF的CS控制方法框圖如圖7所示，可以看出，該方法形成了兩個閉環(huán)相互嵌套的結(jié)構(gòu)：其中內(nèi)環(huán)為PAPF輸出電流控制環(huán)，其指令由外環(huán)給出，并仍試圖將PAPF控制成為受控電流源；外環(huán)則為網(wǎng)側(cè)諧波電流控制環(huán)，其中調(diào)節(jié)參數(shù)KCS對系統(tǒng)諧波控制效果起決定性作用。

圖7 CS控制方法框圖Fig.7 Control block diagram for CS scheme

值得注意的是，上述兩個嵌套的閉環(huán)均為電流控制環(huán)。當(dāng)PAPF需補(bǔ)償高次諧波成分時，兩個電流環(huán)均期望較高的調(diào)節(jié)帶寬和較快的響應(yīng)速度：其中，外環(huán)需要較高的帶寬用以網(wǎng)側(cè)高次諧波成分的控制；而內(nèi)環(huán)同樣也需要較高的帶寬以跟蹤外環(huán)產(chǎn)生的指令，從而控制PAPF輸出合適的補(bǔ)償電流以抵消負(fù)載側(cè)諧波成分。此時，兩個相互嵌套的電流環(huán)間存在較強(qiáng)的耦合作用，影響了系統(tǒng)的控制效果。

具體來看，公共連接點(diǎn)處電流關(guān)系可表示為

ish=ilh+ich

(6)

式中負(fù)載諧波電流ilh由電源電壓與負(fù)載決定。因此，式(6)中網(wǎng)側(cè)諧波電流ish與補(bǔ)償諧波電流ich中，實際僅存在一個自由度可快速調(diào)節(jié)。當(dāng)PAPF需治理高次諧波時，CS控制方法試圖控制ish和ich同時快速變化，則兩者間必然存在較強(qiáng)的相互擾動，從而影響了系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)濾波性能。

而對比圖4所示EBRF控制方法，其諧波控制環(huán)不存在電流環(huán)嵌套結(jié)構(gòu)，避免了CS控制方法下ish與ich間的沖突，從而保證了系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)濾波效果。而對于基波控制環(huán)，兩種控制方法從效果上講并無本質(zhì)差異。

2)與PB方法對比分析

PAPF的PB控制方法框圖如圖8所示。該方法無需諧波分離算法，利用能量平衡原理，通過穩(wěn)壓環(huán)節(jié)得到負(fù)載所需基波電流成分，進(jìn)而控制網(wǎng)側(cè)電流跟蹤該基波成分以實現(xiàn)濾波的目的。

圖8 PB控制方法框圖Fig.8 Control block diagram for PB scheme

從圖8可看出，PB控制方法包含一個慢速的直流側(cè)穩(wěn)壓控制環(huán)和一個快速的網(wǎng)側(cè)電流控制環(huán)，其中后者的指令通過前者獲得。當(dāng)負(fù)載發(fā)生波動時，首先受到影響的是PAPF直流側(cè)電壓，波動的直流側(cè)電壓通過慢速的穩(wěn)壓控制環(huán)產(chǎn)生指令，進(jìn)而通過電流控制環(huán)控制網(wǎng)側(cè)電流，直到達(dá)到新的平衡狀態(tài)。從上述動態(tài)過程可看出，由于直流側(cè)電容較大的慣性和穩(wěn)壓控制環(huán)較慢的響應(yīng)速度，上述PB控制方法下的PAPF往往無法快速補(bǔ)償頻繁波動的負(fù)載。

該控制方法下，PAPF直流側(cè)電容實際上被視作電源與負(fù)載間的能量緩沖元件，當(dāng)負(fù)載跳變時，其直流側(cè)電容電壓波動較明顯，極端情況下會威脅系統(tǒng)的穩(wěn)定運(yùn)行。

圖9 EBRF控制方法與PB控制方法關(guān)系說明圖Fig.9 Block diagram transformations for relation between EBRF scheme and PB scheme

本文所提EBRF控制方法與PB控制方法的聯(lián)系可通過圖9所示一系列框圖變換闡明。圖9a為EBRF控制方法簡化框圖，鑒于VR調(diào)節(jié)器良好的頻率選擇特性，其可等效表示為圖9b所示形式，并進(jìn)一步利用關(guān)系式(6)表示為圖9c。由于ish+isf=is，EBRF控制方法最終可等效表示為圖9d所示形式。觀察圖9d與圖8可發(fā)現(xiàn)，EBRF控制方法實際與PB控制方法具有相同的諧波控制環(huán)效果，其區(qū)別在于基波控制環(huán)，即EBRF控制方法擁有額外的負(fù)載基波電流前饋通道，從而加快了負(fù)載突變時的系統(tǒng)響應(yīng)速度，并減輕了暫態(tài)下對PAPF直流側(cè)電容的沖擊。

4 實驗驗證

為驗證本文所提控制方法特性，根據(jù)圖4所示控制系統(tǒng)搭建了PAPF實驗樣機(jī)，其中非線性負(fù)載由三相二極管整流橋及其直流側(cè)電阻構(gòu)成，同時，為減小高次諧波成分的影響，三相二極管整流橋交流側(cè)連接了進(jìn)線電感以限制其電流變化率。該試驗樣機(jī)的主要硬件參數(shù)如表1所示。

表1 實驗樣機(jī)主要硬件參數(shù)Tab.1 Main parameters of laboratory prototype

由于圖4所示控制方法不含任何諧波分離算法，實驗采用了VR調(diào)節(jié)器作為電流環(huán)調(diào)節(jié)器。相應(yīng)的實驗結(jié)果如下所示。

實驗中，PAPF采用CS控制方法時穩(wěn)態(tài)濾波效果較差，其濾波后的網(wǎng)側(cè)電流畸變率THD從28%降到8.4%，畸變?nèi)暂^為嚴(yán)重。而采用本文所提EBRF控制方法時，具有如圖10a所示優(yōu)異的穩(wěn)態(tài)濾波性能，網(wǎng)側(cè)電流THD從28%降到2.9%。圖中FFT表明濾波后所得網(wǎng)側(cè)電流頻譜分析，可見所選各次諧波成分均得到了較好濾除，而基波成分則不受影響。這說明VR調(diào)節(jié)器良好的頻率選擇特性可有效保障EBRF控制方法的基波控制環(huán)和諧波控制環(huán)并行運(yùn)行，互不干擾。

為進(jìn)一步驗證EBRF控制方法及VR調(diào)節(jié)器的頻率選擇特性，實驗進(jìn)而不選擇7次諧波進(jìn)行補(bǔ)償，相應(yīng)的穩(wěn)態(tài)濾波效果如圖10b所示。從濾波后網(wǎng)側(cè)電流FFT分析可見，未選擇補(bǔ)償?shù)?次諧波成分仍有近1.6 A，與補(bǔ)償前幾乎相同。這進(jìn)一步驗證了VR調(diào)節(jié)器良好的頻率選擇特性，該特性保證了本文所提EBRF控制方法在無需諧波分離算法的情況下，仍可出色地實現(xiàn)諧波選擇補(bǔ)償功能。

圖10 EBRF控制方法下PAPF穩(wěn)態(tài)濾波性能Fig.10 Steady-state filtering performance of PAPF with EBRF scheme

實驗同樣對PB控制方法進(jìn)行了測試。在穩(wěn)態(tài)條件下，該方法同樣可獲得與圖10a所示波形類似的良好濾波效果，其網(wǎng)側(cè)電流THD同樣可降低到3.1%。此外，由于采用了VR調(diào)節(jié)器作為電流調(diào)節(jié)器，該方法同樣具有良好的諧波選擇消除特性。然而，PB控制方法在實驗中表現(xiàn)出較差的暫態(tài)性能：當(dāng)負(fù)載發(fā)生突變時，PAPF直流側(cè)電壓會受到較嚴(yán)重的沖擊。實驗結(jié)果如圖11a所示，當(dāng)非線性負(fù)載被突然投入時，采用PB控制方法的PAPF直流側(cè)電壓受到嚴(yán)重沖擊，產(chǎn)生了如圖11a所示近25 V的波動?？紤]到實驗中已采用了較大的直流側(cè)電容，該電壓波動幅度足以表明PB控制方法的暫態(tài)缺陷。此外，從實驗結(jié)果可看到，由于負(fù)載瞬間投入引起的直流側(cè)電壓波動在0.36 s后仍未得到完全平復(fù)，這驗證了PB控制方法較慢的暫態(tài)響應(yīng)速度。當(dāng)負(fù)載發(fā)生更為頻繁或更大幅度的跳變時，PAPF直流側(cè)電壓將相應(yīng)出現(xiàn)頻繁或更大幅度的波動，顯然，這不利于PAPF保持良好的諧波補(bǔ)償功能。

與之相對應(yīng)，當(dāng)PAPF采用EBRF控制方法時，同樣的負(fù)載投切并不會對直流側(cè)電壓產(chǎn)生明顯沖擊，相應(yīng)的實驗波形如圖11b所示。圖中負(fù)載瞬間投入時，PAPF直流側(cè)電壓波動小于5V，且很快便可得到平復(fù)。

圖11 負(fù)載突變對PAPF直流側(cè)電壓沖擊的測試Fig.11 Influences of sudden load change to PAPF dc-voltage

圖12所示波形進(jìn)一步描述了PAPF采用EBRF控制方法時的暫態(tài)響應(yīng)過程。如前所述，此時系統(tǒng)響應(yīng)速度由VR調(diào)節(jié)器比例系數(shù)kVR決定，在保證基本頻率選擇特性的前提下，較大的kVR便可實現(xiàn)較快的響應(yīng)速度。在圖12所示實驗條件下，當(dāng)負(fù)載被瞬間投入后，PAPF在經(jīng)過近1.5個電源周期后便實現(xiàn)了對網(wǎng)側(cè)電流諧波的濾除，體現(xiàn)了較好的暫態(tài)響應(yīng)速度。

圖12 EBRF控制方法暫態(tài)響應(yīng)過程Fig.12 Transient response of EBRF scheme

根據(jù)上述實驗結(jié)果，可將各PAPF閉環(huán)控制方法性能指標(biāo)總結(jié)于表2?？梢钥吹?，本文所提EBRF控制方法在穩(wěn)態(tài)濾波效果和暫態(tài)響應(yīng)性能方面均優(yōu)于傳統(tǒng)CS方案和PB方案，是一種合理可行的PAPF閉環(huán)控制方案。

表2 各控制方案特性對比Tab.2 Features comparison for each scheme

5 結(jié)論

本文利用VR調(diào)節(jié)器良好的電流調(diào)節(jié)性能和頻率選擇特性，提出了一種全新的PAPF網(wǎng)側(cè)電流檢測控制方案——EBRF控制方法，從而從整體上構(gòu)成了閉環(huán)系統(tǒng)。該方案無需諧波分離算法，并將PAPF等效控制為串聯(lián)在非線性負(fù)載與電源間的帶阻濾波器，從而阻止所選諧波成分流入網(wǎng)側(cè)。理論分析和實驗結(jié)果驗證了所提EBRF控制方法可有效避免現(xiàn)有PAPF閉環(huán)方法的缺陷，具有良好的穩(wěn)態(tài)濾波效果和暫態(tài)響應(yīng)性能，是一種切實可行且合理的控制方案。

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Research on Source Current Detection Type APF Control Scheme Based on Vector Resonant Regulator

YiHaoZhuoFangZhaiHao

(State Key Laboratory of Electrical Insulation and Power Equipment Xi’an Jiaotong University Xi’an 710049 China)

Based on the vector resonant regulator，this paper proposes a novel PAPF closed-loop scheme with source current detection.The novel scheme does not need the harmonics extraction algorithm and treats the PAPF as an equivalent band stop filter between the nonlinear load and the power source，which could realize better harmonics filtering performance in a reasonable way.

Resonant regulator，active power filter，supply current detection，closed-loop control

中國博士后科學(xué)基金(2014M562411)，陜西省自然科學(xué)基金基礎(chǔ)研究計劃(2014JQ2-5023)，電力設(shè)備電氣絕緣國家重點(diǎn)實驗室中青年基礎(chǔ)研究創(chuàng)新基金(EIPE15315)資助項目。

2014-11-17 改稿日期2015-01-20

TM464

易 皓 男，1984年生，講師，研究方向為電能質(zhì)量治理、并網(wǎng)變流器控制、微電網(wǎng)運(yùn)行控制。(通信作者)

卓 放 男，1962年生，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向為電能質(zhì)量治理、電力電子變流器控制、微電網(wǎng)建模與控制。