廣東工程職業(yè)技術(shù)學(xué)院 饒光洋 薛金水

1 引言

當(dāng)今是全球經(jīng)濟(jì)一體化的格局，信息技術(shù)高速發(fā)展產(chǎn)業(yè)鏈不斷擴(kuò)展，這些對(duì)當(dāng)今的社會(huì)和經(jīng)濟(jì)的發(fā)展都產(chǎn)生的深遠(yuǎn)的影響，甚至滲透我們生活的各個(gè)方面。當(dāng)下已為人們廣泛的意識(shí)到的事實(shí)是：通信設(shè)備以及計(jì)算機(jī)等設(shè)備都是非線性負(fù)載的設(shè)備，他們?cè)谶\(yùn)行過程中產(chǎn)生的很多的“諧波污染”，這種諧波可以輕松的通過電源線路傳入普通電網(wǎng)的造成供電網(wǎng)絡(luò)電源的質(zhì)量下降。如果電網(wǎng)中的電源質(zhì)量得不到改善，這些諧波可能會(huì)引起電網(wǎng)的電壓和頻率急劇波動(dòng)，有可能導(dǎo)致處理器計(jì)算結(jié)果錯(cuò)誤甚至損壞硬件設(shè)備的嚴(yán)重后果。

在某些對(duì)電源有特殊的部門和機(jī)構(gòu)，比如：醫(yī)用臨床系統(tǒng)，電信和移動(dòng)電話通信系統(tǒng)，國防航空管理系統(tǒng)，銀行結(jié)算系統(tǒng)和證券交易系統(tǒng)中的計(jì)算機(jī)網(wǎng)絡(luò)通信系統(tǒng)，售票系統(tǒng)和公路鐵道調(diào)度等都需要可靠的高質(zhì)量電源支持，而不間斷電源系統(tǒng)UPS就在這些領(lǐng)域和場(chǎng)合被越來越廣泛地采用。

2 系統(tǒng)整體方案設(shè)計(jì)框圖

圖2.1 逆變裝置系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖

2.1 主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

全橋逆變結(jié)構(gòu)是逆變器在主電路常用的拓?fù)潆娐?，如圖2.2所示，全橋逆變電路具有機(jī)構(gòu)簡(jiǎn)單高效的能量轉(zhuǎn)化特性，因此在逆變器中得到廣泛應(yīng)用，該器件低電壓下可以工作，不依賴變壓器參與逆變。

圖2.2 逆變拓?fù)?/p>

2.1.1 輸出濾波器

電源輸出部分采用LC濾波。參數(shù)計(jì)算[1]如下：

（1）參數(shù)

逆變拓?fù)漭敵鲭姼须娏骷y波最大值：

由此可得，在倍頻之后等效開關(guān)頻率f S=40kHz。關(guān)于等效開關(guān)頻率的選擇請(qǐng)見2.2節(jié)。

一般地，應(yīng)滿足下式要求：

其中為逆變器最大輸出功率，為輸出電壓有效值。

依題目要求，得到：

（2）參數(shù)

根據(jù)LC截止頻率確定濾波電容的容值：

2.1.2 輸入解耦電容

2.2 SPWM調(diào)制方式

SPWM調(diào)制方式主要有：①雙極性調(diào)制；②單極性調(diào)制；③倍頻調(diào)制，這三種方式可以應(yīng)用于全橋逆變電路。通過對(duì)上訴三者比較，其中倍頻調(diào)制有明顯的優(yōu)勢(shì)。首先倍頻調(diào)制支持Ud 、0和-Ud這三種輸出電平，同在等開關(guān)頻率下所需要的濾波電感也是最小這樣有利于控制成本，而且dv/dt較小，在設(shè)備工作的過程中產(chǎn)生的EMI干擾較小；其次倍頻調(diào)制輸出在相同載波頻率時(shí)，由于每個(gè)載波頻率周期輸出的脈沖個(gè)數(shù)是加倍的，其含有的諧波成分大幅度的減少，這種高頻率也進(jìn)一步實(shí)現(xiàn)精準(zhǔn)的電壓控制。

在設(shè)計(jì)中載波頻率：f C=20k Hz，等效開關(guān)頻率：fS=40kHz。

2.3 正弦指令值產(chǎn)生策略

SPWM的全稱是脈沖寬度調(diào)試，它是通過改變輸出方波高低電平的占空比來改變等效的輸出電壓。被廣泛地應(yīng)用電動(dòng)機(jī)調(diào)速的工業(yè)自動(dòng)化自動(dòng)化控制系統(tǒng)中，工控變頻器就是采用這種控制方式。在用軟件編程過程中產(chǎn)生正弦指令值可以采用計(jì)算和查表兩種方法來實(shí)現(xiàn)。為了減少系統(tǒng)CPU的資源占用，在本系統(tǒng)中采用查表法。

圖2.3

為了得到平滑的正弦波信號(hào)，將一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)正弦函數(shù)四分之一周期均勻的等分成一百份，將每個(gè)等份線處對(duì)應(yīng)的位置通過相應(yīng)的計(jì)算得到函數(shù)的一個(gè)值并把這些值制作成一個(gè)一維數(shù)組unsingned char mode [101]。

period和count分別表示當(dāng)前輸出波形的相位和周期。表2.2的幾個(gè)點(diǎn)的結(jié)果，就是由此公式推算出來的，即：

如果n≥100，則可利用三角函數(shù)誘導(dǎo)公式計(jì)算。方法如下：

公式中正弦指令值用ucmd表示，幅度值用A表示。

腦卒中屬臨床常見多發(fā)疾病，尤以缺血性腦卒中占比較高，致死率、致殘率較高[1]。動(dòng)脈粥樣硬化被認(rèn)為是缺血性腦卒中常見病因，隨著缺血性腦卒中發(fā)病機(jī)制研究的不斷深入，越來越多的學(xué)者認(rèn)為，炎癥細(xì)胞及炎癥介質(zhì)在缺血性腦卒中發(fā)生、發(fā)展中起到重要作用[2]。脂蛋白相關(guān)磷脂酶A2是一種新型炎癥標(biāo)志物，其可將低密度脂蛋白中的氧化磷脂水解并生成溶血磷脂酰膽堿及氧化型游離脂肪酸，這些促炎性產(chǎn)物參與動(dòng)脈粥樣硬化的起始、形成、發(fā)展以及斑塊破裂等階段[3-4]。本研究旨在探討急性缺血性腦卒中影響因素，分析脂蛋白相關(guān)磷脂酶A2與急性缺血性腦卒中發(fā)生的相關(guān)性?，F(xiàn)報(bào)道如下。

通過上面公式可以計(jì)算出各對(duì)應(yīng)點(diǎn)的ucmd,這種方法只需要占用少量的系統(tǒng)資源，并通過簡(jiǎn)單的計(jì)算便可以實(shí)現(xiàn)在載波頻率不變的條件下得到不同頻率正弦指令值。

2.4 死區(qū)時(shí)間及其補(bǔ)償

圖2.4

在逆變橋臂的設(shè)計(jì)上如圖2.4所示，在橋臂上驅(qū)動(dòng)和下管驅(qū)動(dòng)中加入死區(qū)時(shí)間可以有效的避免橋臂短路直通，圖2.6中 SPWM波形發(fā)生了畸變也就是由于圖2.5中陰影就是死區(qū)的時(shí)間所以造成的，其形成的主要原因分析如下：

電感電流方向如圖2.4中箭頭所示。S1向S2換流時(shí)S1是關(guān)斷的，死區(qū)時(shí)間對(duì)波形沒有造成任何影響，因?yàn)榇藭r(shí)S2仍然是導(dǎo)通的；但是由S2向S1換流時(shí)，S2關(guān)斷后電流仍可以從S2的續(xù)流二極管流過，橋臂中點(diǎn)的電壓UMN保持為0，直到S1閉合。這樣就使得橋臂輸出電壓不是一條平滑的電壓曲線。當(dāng)電感電流反向時(shí)，同樣的分析可知死區(qū)將導(dǎo)致橋臂輸出電壓抬高。這樣得到的電壓曲線有是不平滑的，如圖2.6所示, 在橋臂輸出波形出現(xiàn)了畸形的正弦波，造成這種現(xiàn)象的根源就是死區(qū)時(shí)間。這是一種低頻率的畸形波，LC型輸出濾波器對(duì)其濾波的效果并不理想。

圖2.5

圖3.1 全橋逆變電路

圖2.6

為了解決死區(qū)電壓對(duì)波形造成的影響，本設(shè)計(jì)通過軟件的方面對(duì)波形進(jìn)行補(bǔ)償。補(bǔ)償?shù)姆椒ㄊ潜O(jiān)控流經(jīng)電感的電流，當(dāng)電流大于零，按相應(yīng)比例減小SPWM的調(diào)制波占寬比；當(dāng)電流小于零，則按相應(yīng)比例增加SPWM的調(diào)制波占寬比。經(jīng)軟件的這種矯正，輸出波形效果得到明顯的改善。

3 系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì)

3.1 全橋逆變電路

選擇全橋逆變電路拓?fù)潆娐?，使用雙極性SPWM進(jìn)行控制，輸出50HZ的正弦波形。全橋逆變電路由兩個(gè)功率MOSFET組成的橋臂，如圖3.1 所示。

在理論上為MOSFET管的最大承受電壓應(yīng)該是等于電源電壓，但考慮到在實(shí)際的工作工程中是高頻振蕩的這會(huì)產(chǎn)生高頻脈沖電壓，為了保證系統(tǒng)的可靠性，MOSFET管需要留一定電壓余量，通常設(shè)置MOSFET管的耐壓為倍電源電壓的1.5倍以上，即：

根據(jù)以上公式的計(jì)算，為了控制好成本減少磁通損耗，本設(shè)計(jì)選用低內(nèi)阻高耐壓的快速開關(guān)管IRF630作為逆變器的功率管，實(shí)際工作工程發(fā)熱量很小符合設(shè)計(jì)要求。

3.2 開關(guān)管驅(qū)動(dòng)電路

IR2110是IR公司專用驅(qū)動(dòng)芯片，其電路原理應(yīng)用圖如圖3.2所示。該芯片可以同時(shí)驅(qū)動(dòng)定兩個(gè)功率MOSFET管，具有外圍電路簡(jiǎn)單，穩(wěn)定可靠的特性。

圖3 .2 開關(guān)管驅(qū)動(dòng)芯片電路

4 系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)

4.1 SPWM的生成方法

采樣方式的確定：

在本項(xiàng)目中引用了固定的時(shí)間間隔對(duì)調(diào)制波的大小進(jìn)行采樣的方法稱之為規(guī)則采樣。這種采樣法的基本原理是在三角波和正弦波的交點(diǎn)時(shí)刻控制功率開關(guān)器件的通斷，以每兩個(gè)交點(diǎn)的間隔時(shí)間差作為產(chǎn)生SPWM波形的依據(jù)，這種生成SPWM的方法稱為自然采樣法。自然采樣法是故障采用種的一種特殊形式有著廣泛的應(yīng)用，而在實(shí)際工程應(yīng)用上為了得到相對(duì)的數(shù)據(jù)，通過多次的采樣并應(yīng)用用模糊算法可以有效的提高精度。

4.2 SPWM信號(hào)產(chǎn)生

為了高效的利用CPU的資源在本設(shè)計(jì)一組一維數(shù)組，通過設(shè)定STM32F103RC的高級(jí)定時(shí)器TIM1的相關(guān)值，產(chǎn)生三相互補(bǔ)六通道的SPWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)。如果定時(shí)器的時(shí)鐘的頻率為72MHz那么經(jīng)過的預(yù)分頻分頻后作為時(shí)鐘周期，載入初值寄存器的數(shù)值與比較寄存器的數(shù)值不斷的進(jìn)行比較，當(dāng)兩個(gè)寄存器的數(shù)值相等時(shí)對(duì)應(yīng)的IO空發(fā)生電平的反轉(zhuǎn)，并向CPU發(fā)出中斷請(qǐng)求，從而輸出SPWM信號(hào)。

在程序中不斷的調(diào)用存儲(chǔ)器中正弦表的值用于更新寄存器中的值，從而產(chǎn)生正弦曲線所對(duì)應(yīng)的出脈寬。為預(yù)分頻器TIMx_ARR和TIMx_PSC寄存器賦值即可確定六通道SPWM輸出信號(hào)的頻率fspwm：

式中：載波比為采用90或者180，N為SPWM信號(hào)的載波比系數(shù)。

對(duì)此，如果要改變通道的互補(bǔ)輸出的PWM進(jìn)行死區(qū)配置，可通過改變對(duì)寄存器TIMx_BDTR中的值達(dá)到改變死區(qū)時(shí)間的長短。

4.3 SPWM輸出波形測(cè)試

當(dāng)載波比設(shè)置成90或者是180時(shí)，系統(tǒng)工作頻率范圍0～10KHZ，程序產(chǎn)生的SPWM波和輸出電源濾波后產(chǎn)生的正弦波如圖4所示。

圖4 SPWM輸出和正弦波

SPWM三相輸出波形中的兩相經(jīng)過低通濾波后的正弦波幅度312伏，頻率均為50赫茲，相位差為120度符合設(shè)計(jì)要求，如圖5所示。

圖5 三相輸出波形

具有三路互補(bǔ)輸出的三相SPWM，死區(qū)時(shí)間設(shè)置為125ns，互補(bǔ)波形如圖6所示。

圖6 SPWM互補(bǔ)輸出波形

5 結(jié)束語

文章主要討論了SPWM波在逆變電源系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)過程，并詳細(xì)介紹了采用微處理器產(chǎn)生SPWM波型的軟件編程實(shí)現(xiàn)方法。通過電路設(shè)計(jì)和軟件結(jié)合，實(shí)現(xiàn)SPWM對(duì)驅(qū)動(dòng)電路的控制。

本設(shè)計(jì)采用軟件編程的方法配合相應(yīng)的硬件驅(qū)動(dòng)電路產(chǎn)生SPWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)，在工程項(xiàng)目中通過修改軟件改變SPWM的占寬就可應(yīng)用到各類交流逆變器中，在現(xiàn)實(shí)的工程項(xiàng)目中具備很好的參考價(jià)值。

[1]徐德鴻,馬皓,汪槱生.電力電子技術(shù)[M].科學(xué)出版社,2007,08.

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