黎金英，艾欣，鄧玉輝

(華北電力大學(xué) 新能源電力系統(tǒng)國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，北京102206)

0 引言

微電網(wǎng)是包括分布式電源(Distributed generation，DG)、儲能裝置、能量變換裝置、負(fù)載、保護(hù)裝置集中而成的小型電力系統(tǒng)［1］。很多因素導(dǎo)致微電網(wǎng)存電能質(zhì)量問題［2，3］;微電源的運(yùn)行特性及控制方法、微電源的接人點(diǎn)和容量、微電網(wǎng)運(yùn)行方式和控制方法、一般采用的電力電子裝置、儲能設(shè)備和負(fù)載特性都會影響電能質(zhì)量，從而導(dǎo)致微電網(wǎng)電能質(zhì)量的檢測、分析、評估、改善和主電網(wǎng)相比更是困難復(fù)雜。微電網(wǎng)的電能質(zhì)量特殊性是由微電源、負(fù)載和微電網(wǎng)運(yùn)行與控制方法共同決定的。其中，微電網(wǎng)電能質(zhì)量控制有如下要求［4，5］:(1)無功電壓控制;(2)頻率穩(wěn)定;(3)不平衡控制;(4)諧波抑制。目前，改善電能質(zhì)量的微電網(wǎng)采用電力電子技術(shù)。電力電子技術(shù)在微電網(wǎng)中的應(yīng)用，可以分成兩種類型［6，7］:一種是根據(jù)柔性交流輸電系統(tǒng)(Flexible alternative current transmission systems，F(xiàn)ACTS)技術(shù)，如配網(wǎng)靜止同步補(bǔ)償器(Distribution static synchronous compensator，DSTATCOM)、靜止無功補(bǔ)償器(Static var compensator，SVC)、有源濾波器(Active power filter，APF)、動態(tài)電壓恢復(fù)器(Dynamic voltage restorer，DVR)、統(tǒng)一電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器(Unified power quality conditioner，UPQC)等裝備在微電網(wǎng)中的應(yīng)用;另一種是針對微電網(wǎng)內(nèi)部的電源，主要是電力電子并網(wǎng)接口的控制升級與先進(jìn)控制策略的設(shè)計及其應(yīng)用。根據(jù)以上論述，本文提出一種APF 和SVC 聯(lián)合補(bǔ)償?shù)姆椒?、分析了?lián)合系統(tǒng)的穩(wěn)定性，對微電網(wǎng)進(jìn)行電能質(zhì)量的改善。通過Matlab/ Simulink 仿真結(jié)果證明了電能質(zhì)量改善系統(tǒng)的有效性。

1 APF 與SVC 聯(lián)合系統(tǒng)

在聯(lián)合運(yùn)行系統(tǒng)中，不僅要考慮有源濾波器與靜止無功補(bǔ)償器各自的運(yùn)行性能，還要考慮兩者聯(lián)合運(yùn)行時系統(tǒng)的穩(wěn)定性。圖1 為有源濾波器與靜止無功補(bǔ)償器構(gòu)成的聯(lián)合系統(tǒng)結(jié)構(gòu)。其中，isa、isb、isc分別是A、B、C 相系統(tǒng)輸入電流;iLa、iLb、iLc分別是A、B、C 相非線性負(fù)載電流;vdc為直流電容電壓;N 為三相系統(tǒng)的中性點(diǎn);N' 為電流側(cè)電容的負(fù)極。

圖1 電能質(zhì)量聯(lián)合系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖

圖1 中，靜止無功補(bǔ)償器構(gòu)成有多種形式，但基本元件是TCR 和TSC。靜止無功補(bǔ)償器基本構(gòu)成，通過濾波器(Filter)的引入就是為了消除系統(tǒng)產(chǎn)生的諧波。晶閘管控制的電抗器將按照母線上無功功率的變化而變化。通過控制晶閘管的觸發(fā)角α，控制電抗器的感性無功功率。晶閘管投切的電容器將按照負(fù)載感性無功功率的變化，通過反并聯(lián)晶閘管來接入或者切除電容器。有源濾波器主電路采用PWM 電壓型逆變器(Voltage source inverter，VSI)通過連接電感Lf和負(fù)載并聯(lián)接入系統(tǒng)，逆變器開關(guān)器件一般采用自帶驅(qū)動的IGBT 模塊。根據(jù)以上分析，在微電網(wǎng)中應(yīng)用有源濾波器和靜止無功補(bǔ)償器聯(lián)合電能質(zhì)量改善系統(tǒng)［8］。其中，有源濾波器裝設(shè)在DG 出口進(jìn)行濾波并進(jìn)行小容量的無功電流補(bǔ)償;靜止無功補(bǔ)償器裝設(shè)在負(fù)載側(cè)實(shí)現(xiàn)大容量無功功率的就地補(bǔ)償。有源濾波器可以實(shí)現(xiàn)快速跟蹤補(bǔ)償，彌補(bǔ)靜止無功補(bǔ)償器對快速變化無功功率反應(yīng)較慢的缺點(diǎn)。靜止無功補(bǔ)償器可以彌補(bǔ)有源濾波器補(bǔ)償容量不足的缺點(diǎn)，兩者互為補(bǔ)充。

2 APF 與SVC 聯(lián)合補(bǔ)償?shù)姆椒?/h2>

2.1 APF 的數(shù)學(xué)模型

按照圖1 定義的電壓、電流參考正方向，忽略線路電阻與電源側(cè)的線路電感。根據(jù)基爾霍夫(Kirchhoff)電壓定理，對于有源濾波器的交流側(cè)電路，可以表示為［9］:

式中:ica、icb、icc分別為A、B、C 相補(bǔ)償電流;vsa、vsb、vsc分別為A、B、C 相微電網(wǎng)電壓;va、vb和vc為PWM 輸出電壓;R 為輸出電感的等效電阻;L 為濾波電感。從式(1)可以看出，將靜止abc 坐標(biāo)系到dq 坐標(biāo)的電流之間存在交叉耦合項(xiàng)，可以表示為:

在微電網(wǎng)系統(tǒng)的控制中，考慮d 軸和q 軸電流控制回路存在相互耦合項(xiàng)。為了使d 軸和q 軸電流控制回路在階躍響應(yīng)下也可以獨(dú)立控制，并抵消電流控制回路耦合項(xiàng)的影響，采用狀態(tài)反饋交叉解耦的方法。同時，采用傳統(tǒng)的PI 控制器調(diào)節(jié)減小電流跟蹤誤差?？梢缘玫絛 軸和q 軸解耦電流，電流的控制器輸出應(yīng)當(dāng)消除輸出電感的影響［10］，可以表示為:

式中:ω 為母線電壓的角頻率，由式(2)和式(3)，可得式(4)。

因此，通過控制vd和vq可以獨(dú)立控制id和iq。圖2 所示為電流交叉解耦項(xiàng)的PI 控制器結(jié)構(gòu)。圖2 中，虛線右邊為控制對象，左邊為控制器結(jié)構(gòu)。其中，KIP，KII 分別為電流控制中PI 控制的比例參數(shù)和積分參數(shù);分別為在d 和q 坐標(biāo)系下計算所得諧波指令;vsd，vsq分別為系統(tǒng)電壓在d 和q 坐標(biāo)系下的值。

圖2 電流環(huán)控制的結(jié)構(gòu)框圖

2.2 基于瞬時無功理論的諧波檢測算法

以三相電路瞬時無功功率理論為基礎(chǔ)，并以計算p-q 或者ip-iq為出發(fā)點(diǎn)［11］，可得出三相電路諧波與無功電流檢測的兩種方法，分別稱之為p-q方法和ip-iq方法。本文采用為諧波檢測方法(ipiq方法)，原理如圖3 所示。

圖3 ip-iq 檢測法的原理圖

假設(shè)三相負(fù)載電流為:

式中:n=3k±1;k 為整數(shù)，當(dāng)k=0 時，n=3 k±1 只取+號，即只取n=1;各次電流的有效值和初相角分別為In、φn。如圖3 所示為基于檢測負(fù)載諧波分量的ip-iq檢測方法。其中，iα、iβ分別是三相負(fù)載電流iLa、iLb和iLc經(jīng)過3-2 變換后的電流;分別是iα、iβ的基波電流;和分別是i、i和i;C為3-2 變換的變換矩陣;LaLbLc32C23為2-3 變換的變換矩陣;C32和C23互為逆矩陣。圖3 中，通過矩陣將電流從abc 靜止坐標(biāo)系變換到旋轉(zhuǎn)的dq 坐標(biāo)系，得到瞬時有功電流ip和瞬時無功電流iq，可以表示為:

式中:當(dāng)n=1，7，13，時取上符號;當(dāng)n=5，11，17，時取下符號。C32、C23和C 的表達(dá)式分別為:

式中:sinωt 和cosωt 都是通過鎖相環(huán)(Phaselocked loop ，PLL)得到的與電源電壓ea同相的信號。和經(jīng)低通濾波器(Low pass filter，LPF)得到基波電流有功分量與基波電流無功分量和，可以表示為:

根據(jù)以上分析，可見ip-iq運(yùn)算方式可以準(zhǔn)確地計算出iaf、ibf和icf，從而計算出三相諧波分量和，可以表示為:

2.3 SVC 的控制策略

在靜止無功補(bǔ)償器中，負(fù)載正序無功功率和不平衡分量檢測可以采用瞬時無功功率理論方法。本文采用對稱分量法計算［12］，是分析電力系統(tǒng)三相不平衡的有效方法。為了除去微電網(wǎng)電壓不平衡和畸變的影響，首先根據(jù)三相電路瞬時無功功率理論，可得到微電網(wǎng)電壓轉(zhuǎn)換到pq 坐標(biāo)系下vp和vq。可利用LPF 去除負(fù)序分量和諧波分量，再經(jīng)過坐標(biāo)反變換得出和分別為正序電壓。然后從abc 靜止坐標(biāo)系變換到αβ 坐標(biāo)系，得到被測電流和微電網(wǎng)正序電壓，經(jīng)過組合相乘后，再經(jīng)低通濾波器，可得到基波量信息分別為。其中，為基波負(fù)序分量實(shí)部;為基波負(fù)序分量虛部;為基波正序分量虛部(無功部分)。根據(jù)正序電壓進(jìn)行PQ-B 運(yùn)算［13］，可以得到電納值(符號B)，如圖4 所示。

圖4 SVC 控制系統(tǒng)框圖

圖4 中，PQ-B 算式如式(11)和式(12)所示:

根據(jù)對稱分量法計算，可得出的電納值分別為Bab、Bbc和Bca;可得出晶閘管控制電抗器所要產(chǎn)生的等效電納。由于晶閘管控制電抗器的導(dǎo)通角θ 和晶閘管控制電抗器等效電納之間的非線性關(guān)系，所以，可利用查表法進(jìn)行線性化變換，同時，保證控制系統(tǒng)的線性特性不變，可以表示為:

其中，由于晶閘管控制電抗器的導(dǎo)通角θ 可得到觸發(fā)角α:

式中:φ 為晶閘管控制電抗器該相線電壓超前于相電壓ea的相角;XL為晶閘管串聯(lián)的電抗的感抗值。另外，晶閘管控制電抗器從系統(tǒng)吸收的無功功率［14］，可以表示為:

當(dāng)晶閘管控制電抗器的導(dǎo)通角θ=π 時，晶閘管控制電抗器進(jìn)入極限工作狀態(tài)，可得到無功功率最大值，此時晶閘管控制電抗器表現(xiàn)純電感特性，吸收無功功率將隨微電網(wǎng)電壓的升高而增大，這一點(diǎn)使得靜止無功補(bǔ)償器在抑制微電網(wǎng)電壓的升高。針對晶閘管投切電容器，每級向系統(tǒng)輸出的無功功率，可以表示為:

晶閘管投切電容器向系統(tǒng)輸出的總無功功率，當(dāng)電容器組全部投運(yùn)時，晶閘管投切電容器將表現(xiàn)純電容的特性，輸入系統(tǒng)側(cè)無功功率隨微電網(wǎng)電壓的降低而減少。從式(15)和式(16)可以得出，靜止無功補(bǔ)償器注入微電網(wǎng)系統(tǒng)的總無功功率，可以表示為:

由式(17)可以看出，當(dāng)晶閘管控制電抗器的導(dǎo)通角為θ=0 或者π，可得到靜止無功補(bǔ)償器注入微電網(wǎng)系統(tǒng)側(cè)無功功率值超出額定運(yùn)行范圍。因此，裝置注入微電網(wǎng)系統(tǒng)側(cè)無功功率將直接決定于微電網(wǎng)系統(tǒng)側(cè)電壓，將隨微電網(wǎng)系統(tǒng)側(cè)電壓的降低減小。

3 APF 與SVC 聯(lián)合系統(tǒng)運(yùn)行的控制

圖5 為APF 與SVC 聯(lián)合運(yùn)行系統(tǒng)控制框圖。

圖5 聯(lián)合運(yùn)行系統(tǒng)控制框圖

有源濾波器對靜止無功補(bǔ)償器的影響主要是有源濾波器電流檢測中的濾波器特性決定。當(dāng)有源濾波器采用的ip-iq方法來檢測諧波電流時，在靜止坐標(biāo)系中相當(dāng)于中心頻率為50 Hz 的帶通濾波器，而靜止無功補(bǔ)償器要需對50 Hz 的基波無功功率運(yùn)行控制，因此靜止無功補(bǔ)償器與有源濾波器之間的耦合就比較嚴(yán)重。為了減少有源濾波器對靜止無功補(bǔ)償器的影響，就需要對有源濾波器這一等效帶通濾波器進(jìn)行改善。通過理論分析，考慮采用的檢測方法是只檢測特定次諧波電流，這樣有源濾波器就相當(dāng)于以各次諧波是中心的多頻帶陷波器［15］，其中心頻率距離50 Hz 比較遠(yuǎn)，所以對50 Hz 基波的動態(tài)特性基本上沒有影響，這樣便能消除了有源濾波器對靜止無功補(bǔ)償器的影響，系統(tǒng)也就能穩(wěn)定運(yùn)行。

4 仿真結(jié)果與分析

為了驗(yàn)證有源濾波器和靜止無功補(bǔ)償器聯(lián)合系統(tǒng)對改善電能質(zhì)量的微電網(wǎng)，利用Matlab/ Simulink 搭建系統(tǒng)仿真模型，仿真模型如圖6 所示。系統(tǒng)的主電路參數(shù)為:電源線電壓Vg=380 V，電網(wǎng)頻率fg=50 Hz，直流電壓vdc=650 V，濾波電感L1=L2=1．8 mH，濾波電容C=25 μF，開關(guān)頻率3 kHz;非線性負(fù)載為三相不可控整流橋帶純阻性負(fù)載，R=8 Ω，整流橋進(jìn)線電感L=2 mH。控制參數(shù)為:電壓外環(huán)PI 控制器的比例和積分系數(shù)分別為0．01 和1，電流內(nèi)環(huán)為KIP=1，KII=5。

圖6 系統(tǒng)仿真模型

微電網(wǎng)有兩種基本的運(yùn)行方式包括孤島運(yùn)行和并網(wǎng)運(yùn)行:(1)當(dāng)微電網(wǎng)在孤島運(yùn)行時，微電網(wǎng)輸出的電流、電壓和無功功率如圖7～9 所示。

通過圖7～9 中的仿真結(jié)果可以得出，在t=0．1 s 之前(補(bǔ)償前)，有源濾波器與靜止無功補(bǔ)償器聯(lián)合系統(tǒng)還沒有運(yùn)行，系統(tǒng)電壓基本滿足要求。但電流波形發(fā)生畸變，此時，微電網(wǎng)輸出的無功功率為8 kVar。在t=0．1 s 之后(補(bǔ)償后)，將電能質(zhì)量改善系統(tǒng)添加到微電網(wǎng)，電流穩(wěn)定性和電能質(zhì)量得到提高。同時，微電網(wǎng)輸出的無功功率為24 kVar。此外，非線性負(fù)載對電流所產(chǎn)生的電流總諧波畸變率也滿足＜5%的條件，如圖10 所示。

圖7 微電網(wǎng)輸出電流波形

圖8 微電網(wǎng)輸出電壓波形

圖9 微電網(wǎng)輸出無功功率

圖10 補(bǔ)償后電網(wǎng)電流頻譜特性

(2)當(dāng)微電網(wǎng)在并網(wǎng)運(yùn)行時，微電網(wǎng)輸出的電流、電壓和無功功率如圖11～13 所示。

圖11 微電網(wǎng)輸出電流波形

圖12 微電網(wǎng)輸出電壓波形

圖13 微電網(wǎng)輸出無功功率

通過圖11～13 中的仿真結(jié)果可以得出，在t=0．02 s 之前，將微電網(wǎng)和主電網(wǎng)進(jìn)行并網(wǎng)，微電網(wǎng)還沒有輸出功率;在t=0．02 s 之后，微電網(wǎng)輸出的無功功率為15 kVar。頻率響應(yīng)如圖14 所示。包括電網(wǎng)頻率fg、補(bǔ)償前微電網(wǎng)頻率f1和補(bǔ)償后微電網(wǎng)頻率f2。在0．02 s 到0．1 s 之間(補(bǔ)償前)，由于主電網(wǎng)的影響，所組成系統(tǒng)的電流發(fā)生畸變。同時，微電網(wǎng)輸出的頻率偏差，根據(jù)IEEE1547 標(biāo)準(zhǔn)對于容量為0～500 kVA 的分布式電源，并網(wǎng)時允許頻率偏差為0．3 Hz，電能質(zhì)量到達(dá)標(biāo)準(zhǔn)。在t=0．1 s 之后，微電網(wǎng)輸出的無功功率為45 kVar。因此，電能質(zhì)量改善系統(tǒng)后，微電網(wǎng)的頻率和主電網(wǎng)的頻率為50 Hz，微電網(wǎng)的電壓和主電網(wǎng)的電壓為380 V，系統(tǒng)電流畸變程度降低，電能質(zhì)量提高。

圖14 頻率響應(yīng)

5 結(jié)論

本文對微電網(wǎng)存在的電能質(zhì)量問題進(jìn)行了分析，提出了一種基于有源濾波器和靜止無功補(bǔ)償器聯(lián)合運(yùn)行的控制方法，能同時進(jìn)行無功功率補(bǔ)償和諧波治理。通過分析聯(lián)合系統(tǒng)的穩(wěn)定性，有源濾波器采用接在分布式電源側(cè)，實(shí)現(xiàn)諧波濾除功能。最后，深入分析了有源濾波器和靜止無功補(bǔ)償器的控制策略，利用Matlab/ Simulink 仿真，結(jié)果表明電能質(zhì)量改善后的微電網(wǎng)系統(tǒng)電壓保持穩(wěn)定，電流畸變大大降低，電能質(zhì)量提高。證明系統(tǒng)具有優(yōu)越的無功功率補(bǔ)償性能和諧波抑制性能，并且運(yùn)行可靠，滿足微電網(wǎng)對電能質(zhì)量調(diào)節(jié)裝置實(shí)時性的要求。

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