毛 虎，吳德偉，盧 虎，白盟亮

(1. 空軍工程大學(xué)信息與導(dǎo)航學(xué)院 西安 710077; 2. 中國人民解放軍駐212所軍代室 西安 710065)

GPS M碼信號(hào)壓制干擾樣式效能分析

毛 虎1，吳德偉1，盧 虎1，白盟亮2

(1. 空軍工程大學(xué)信息與導(dǎo)航學(xué)院 西安 710077; 2. 中國人民解放軍駐212所軍代室 西安 710065)

針對(duì)GPS M碼信號(hào)的特點(diǎn)和在抗干擾方面的優(yōu)越性，為實(shí)現(xiàn)對(duì)其有效干擾，以接收機(jī)相關(guān)濾波輸出功率譜變化情況作為定性評(píng)估依據(jù)，以碼跟蹤誤差和星歷誤碼率作為定量評(píng)估指標(biāo)，對(duì)單頻、帶限高斯噪聲和同速率偽碼3種典型壓制干擾樣式的干擾效能進(jìn)行分析。通過建立M碼信號(hào)的接收系統(tǒng)模型，從理論上推導(dǎo)了干擾對(duì)各具體評(píng)估要素的影響過程以及各要素之間的統(tǒng)一性。仿真結(jié)果表明，單頻干擾效果最好，消除副載波調(diào)制影響的同速率偽碼干擾次之，帶限高斯噪聲干擾效果較差?？紤]到單頻干擾對(duì)干擾頻偏設(shè)置的較高要求以及容易被接收機(jī)通過頻域?yàn)V波而抑制掉的實(shí)際情況，結(jié)合實(shí)施靈巧干擾的難易程度，可選擇同速率偽碼干擾作為對(duì)M碼信號(hào)的壓制干擾樣式。

誤碼率; BOC(10,5)調(diào)制; 碼跟蹤誤差; 干擾樣式; 功率譜

在現(xiàn)代導(dǎo)航對(duì)抗日趨激烈的背景下，美國于2005年發(fā)射了第一顆攜帶M碼信號(hào)的衛(wèi)星[1]。與P(Y)碼信號(hào)相比，新的M碼信號(hào)采用了BOC調(diào)制，主要頻譜分量位于頻帶兩端，與C/A碼信號(hào)完全隔離，因此，可以提高軍用M碼信號(hào)的發(fā)射功率而不會(huì)對(duì)民用C/A碼信號(hào)的捕獲造成影響。另外，M碼信號(hào)頻譜上的兩個(gè)部分都完整地包含所有信息，任選其一進(jìn)行處理都可完成導(dǎo)航信息獲取，就信號(hào)特性而言，M碼信號(hào)也比P(Y)碼信號(hào)的抗干擾性能更強(qiáng)[2]。

由于受加密技術(shù)和轉(zhuǎn)發(fā)時(shí)延的限制，針對(duì)M碼信號(hào)的欺騙干擾難以有效實(shí)施[3]，因此，美軍認(rèn)為其M碼GPS接收機(jī)所受到的主要威脅還是來自壓制干擾[4]。文獻(xiàn)[5-6]對(duì)壓制干擾下基于FFT的M碼信號(hào)捕獲性能進(jìn)行了仿真分析，但單純以捕獲性能作為干擾效能評(píng)估指標(biāo)過于片面，而且來襲干擾目標(biāo)一般都是處于環(huán)路鎖定跟蹤狀態(tài)。文獻(xiàn)[7-8]通過M碼相關(guān)器輸出的信干噪比(SINR)來評(píng)估不同壓制干擾樣式對(duì)接收機(jī)載波跟蹤的影響，但碼跟蹤精度卻并不完全依賴于相關(guān)器輸出的SINR，而由于碼跟蹤性能直接決定偽距測(cè)量精度，因此，其應(yīng)作為GPS接收機(jī)跟蹤狀態(tài)下的一個(gè)重要的干擾效能評(píng)估指標(biāo)。文獻(xiàn)[9-10]重點(diǎn)研究了單頻干擾對(duì)碼跟蹤的影響，但其未能具體針對(duì)M碼信號(hào)的調(diào)制特點(diǎn)來評(píng)估比較不同壓制干擾樣式效能，不利于指導(dǎo)實(shí)踐。

本文在分析M碼信號(hào)功率譜特點(diǎn)和接收過程的基礎(chǔ)上，選擇單頻、帶限高斯噪聲和同速率偽碼3種典型壓制干擾樣式，通過加入干擾后接收機(jī)相關(guān)濾波輸出功率譜變化情況以及造成的碼跟蹤誤差和星歷誤碼率大小對(duì)不同壓制干擾樣式的干擾效能進(jìn)行定性與定量的評(píng)估。在對(duì)不同干擾評(píng)估指標(biāo)的內(nèi)在統(tǒng)一性進(jìn)行論證后，比較了參數(shù)優(yōu)化后的3種干擾樣式的干擾效能，并結(jié)合接收機(jī)抗干擾措施和實(shí)施靈巧的難易程度得到針對(duì)M碼信號(hào)的較好的壓制干擾樣式。

1 M碼信號(hào)特征分析

文獻(xiàn)[11]中提到的M碼類似當(dāng)前軍用P(Y)碼，其采用超長周期截短碼的可能性極大。在副載波類型的選擇上，方波可實(shí)現(xiàn)M碼頻譜的分裂和搬移，能量損失較小，頻譜主瓣值與副瓣值差距較大，因此，副載波一般采用非歸零的雙極性方波[11]。M碼信號(hào)的BOC調(diào)制可以看作是BPSK調(diào)制與一個(gè)方波副載波的乘積，其擴(kuò)頻符號(hào)波形可表示為：

式中，sgn[?]為符號(hào)函數(shù)；fs為方波副載波頻率；θ是所選的相位。通過傅里葉變換，可推導(dǎo)得到任意相位方波副載波BOC(α,β,θ)調(diào)制信號(hào)的頻譜解析表達(dá)式為[10]：

式中，Ts=1/2fs為方波副載波的半周期；Tc為M碼碼元寬度。將式(2)取模的平方再除以Tc即可得到BOC(α,β,θ)調(diào)制信號(hào)的功率譜。θ常用取值為0°和90°，分別稱為正弦BOC和余弦BOC調(diào)制，當(dāng)θ在0°～90°變化時(shí)(其他相位可通過三角函數(shù)的性質(zhì)來得到)，M碼信號(hào)采用的BOC(10,5,θ)調(diào)制功率譜變化情況如圖1所示。

從圖1可得，正弦BOC(10,5)調(diào)制功率譜最大值出現(xiàn)在偏移中心頻率±9.495 MHz處，余弦BOC(10,5)調(diào)制功率譜最大值出現(xiàn)在偏移中心頻率±10.652 MHz處，其他相位BOC(10,5)調(diào)制功率譜最大值位置介于以上兩者之間。當(dāng)θ在0°～90°單調(diào)遞增時(shí)，其相對(duì)正弦相位時(shí)的功率譜最大值對(duì)應(yīng)頻點(diǎn)偏移量如圖2所示。

由圖2可以看出，隨著副載波相位偏離正弦越來越大，功率譜最大值對(duì)應(yīng)頻點(diǎn)相對(duì)正弦偏移量也越來越大(單調(diào)遞增)，到余弦時(shí)達(dá)到最大。M碼接收機(jī)的前端預(yù)相關(guān)帶寬范圍一般為24～30 MHz，可見，在該帶寬范圍內(nèi)，BOC(10,5)調(diào)制信號(hào)的能量會(huì)隨著θ的增加而減小，即信號(hào)的抗干擾性能在逐漸增強(qiáng)。盡管據(jù)公開資料顯示，美軍目前所采用的是正弦BOC(10,5)調(diào)制M碼，但戰(zhàn)時(shí)其完全有可能在不改變M碼接收機(jī)結(jié)構(gòu)的情況下而對(duì)BOC調(diào)制相位作出調(diào)整，因此，本文選擇余弦BOC(10,5)調(diào)制M碼信號(hào)作為干擾對(duì)象。

2 不同壓制干擾樣式效能分析

對(duì)GPS接收機(jī)的典型壓制干擾樣式有單頻、帶限高斯噪聲和同速率偽碼3種。為了對(duì)M碼信號(hào)實(shí)施有效壓制干擾，需要對(duì)不同干擾樣式的干擾效能進(jìn)行分析。對(duì)干擾效能的分析可采取定性和定量相結(jié)合的方式進(jìn)行：定性主要是通過觀察比較不同干擾樣式在經(jīng)過相關(guān)和窄帶濾波處理后的功率譜變化情況；定量則是根據(jù)不同干擾樣式對(duì)碼跟蹤誤差和星歷解調(diào)誤碼率的影響程度來衡量(兩個(gè)影響定位的基礎(chǔ)量測(cè)數(shù)據(jù))。圖3為用于干擾樣式效能分析的M碼信號(hào)接收系統(tǒng)模型。

需要說明的是，本文的干擾樣式效能分析是基于GPS接收機(jī)自適應(yīng)天線調(diào)零失效的基礎(chǔ)上進(jìn)行的(可通過多干擾源協(xié)同配合，利用數(shù)量和空間位置上的優(yōu)勢(shì)而迫使自適應(yīng)天線調(diào)零失效)，即不考慮自適應(yīng)天線調(diào)零對(duì)干擾信號(hào)的影響。

2.1 干擾效能的定性分析

單頻、帶限高斯噪聲和同速率偽碼干擾在分別與本地復(fù)現(xiàn)信號(hào)相乘并進(jìn)行濾波處理后變?yōu)椋?/p>

式中，Tb為相關(guān)積分時(shí)間；fJ為干擾頻率；?為隨機(jī)相位；n(t)是極限帶寬為W的高斯噪聲；mc(t)為與M碼同速率的偽碼序列。下面對(duì)3種壓制干擾樣式的干擾效能進(jìn)行定性分析。

1) 單頻干擾。受副載波調(diào)制的影響，當(dāng)干擾頻率fJ對(duì)準(zhǔn)M碼信號(hào)載頻時(shí)，處理后的干擾類似于一個(gè)基帶的M碼調(diào)制信號(hào)，即干擾功率在基帶數(shù)據(jù)(零頻)附近分布較少，干擾效果差。為消除副載波影響，根據(jù)圖1、圖2仿真結(jié)果，可將干擾頻率fJ與M碼信號(hào)的載頻偏差控制在[?10.652MHz,?9.495MHz]∪ [9.495MHz,10.652MHz]范圍內(nèi)，讓干擾功率譜的主瓣搬移到基帶附近，可獲得較好的干擾效果，如圖4a所示(具體到余弦BOC(10,5)調(diào)制M碼信號(hào)可設(shè)置fJ=±10.652MHz)。

2) 帶限高斯噪聲干擾。由于干擾信號(hào)的功率譜在接收機(jī)通帶內(nèi)均勻分布，因此，不需要考慮干擾頻率fJ的對(duì)準(zhǔn)問題，但干擾能量相對(duì)分散，必須有較強(qiáng)的干擾功率來保證干擾效果，其干擾效果類似于對(duì)接收機(jī)基底噪聲的增加，在與本地復(fù)現(xiàn)信號(hào)相乘濾波后的信號(hào)分布函數(shù)為：

由此看出，J ′(t)仍為高斯分布，干擾功率譜形狀并無明顯變化，如圖4b所示。

3) 同速率偽碼干擾。同速率偽碼干擾無副載波調(diào)制，同樣可設(shè)置其干擾頻率fJ與M碼信號(hào)的載頻偏差在±10 MHz左右(不需要與BOC(10,5,θ)調(diào)制信號(hào)功率譜最大值位置精確對(duì)準(zhǔn))來消除副載波調(diào)制的影響，將干擾能量集中的主瓣盡可能的對(duì)M信號(hào)主瓣進(jìn)行覆蓋，由于干擾與M碼信號(hào)所采用的偽碼不完全相關(guān)，在與本地復(fù)現(xiàn)信號(hào)相乘后并不能完成解擴(kuò)，仍為寬帶信號(hào)，如圖4c所示(設(shè)置干擾頻偏fJ=±10MHz )。

由圖4可以看出，干擾頻率精確對(duì)準(zhǔn)M碼信號(hào)功率譜最大值的單頻干擾效果最好，消除副載波影響的同速率偽碼干擾次之，全頻段均勻覆蓋的帶限高斯噪聲干擾效果較差。這是因?yàn)閱晤l干擾屬于窄帶干擾，干擾功率相對(duì)集中，如果干擾頻率能與期望信號(hào)功率譜最大值位置重合將具有較強(qiáng)的破壞性，帶限高斯噪聲和同速率偽碼干擾同屬寬帶干擾，但同速率偽碼干擾與期望信號(hào)的相關(guān)性要優(yōu)于帶限高斯噪聲，因此，能有更多干擾能量通過窄帶濾波器而起作用。

2.2 干擾效能的定量分析

碼跟蹤性能主要依賴于超前與滯后相關(guān)器的差分，目前GPS接收機(jī)碼跟蹤環(huán)路一般多采用非相干超前減滯后功率(NELP)鑒別器，由于M碼信號(hào)的功率譜近似連續(xù)，對(duì)其實(shí)施的單頻、帶限高斯噪聲和同速率偽碼干擾均符合Betz關(guān)于非相干延遲鎖相環(huán)跟蹤誤差的推導(dǎo)條件[9]，因此，干擾下的M碼信號(hào)非相干超前減滯后功率處理碼跟蹤誤差為(以秒為單位，且不考慮接收機(jī)自身熱噪聲的影響)，有：

式中，Bn為碼跟蹤環(huán)路單邊帶寬；Td為相關(guān)積分時(shí)間；Δf為接收信號(hào)的殘余多普勒頻移，在GPS與慣導(dǎo)的超緊致耦合下，可認(rèn)為Δf近似為零；sP為衛(wèi)星接收信號(hào)功率；Gs( f )為衛(wèi)星接收信號(hào)的歸一化功率譜密度；JP為干擾信號(hào)功率；GJ(f)為干擾信號(hào)的歸一化功率譜密度；βr為接收機(jī)前端等效預(yù)相關(guān)帶寬；d為早遲碼間距(碼片)。對(duì)于單頻干擾，其歸一化功率譜密度可以建模為：

式中，fJ為單頻干擾頻偏。設(shè)PJ/Ps=40dB ，對(duì)M碼接收機(jī)的參數(shù)設(shè)置為[12]：βr=30 MHz；Bn=2 Hz；Td=20 ms；d=1/8(由于M碼信號(hào)自相關(guān)函數(shù)的主峰寬度更窄，因此，其早遲碼間距要取更小值)，碼跟蹤誤差隨單頻干擾頻偏變化曲線如圖5所示。

由圖5可以看出，造成余弦BOC(10,5)調(diào)制M碼信號(hào)最大碼跟蹤誤差的干擾頻偏與其功率譜最大值對(duì)應(yīng)頻點(diǎn)差異不大，這是由于式(5)中A項(xiàng)含有sin2(πfdT)而導(dǎo)致的，根據(jù)仿真參數(shù)，當(dāng)fJ取值為20.46 MHz時(shí)，sin2(πfdTc)取得最大值，但此時(shí)M碼信號(hào)功率譜值近乎為零，因此，可定性地判斷出造成M碼碼跟蹤誤差最大的干擾頻偏介于10.652～20.46 MHz之間，且比較偏向于10.652 MHz。式(5)中的B項(xiàng)描述干擾對(duì)相關(guān)器輸出信噪比的影響，通過仿真可發(fā)現(xiàn)其隨干擾頻偏的變化曲線與圖5相似，最大值對(duì)應(yīng)的干擾頻偏為10.11 MHz，這說明單頻干擾對(duì)M碼信號(hào)相關(guān)器輸出信噪比的影響與造成的碼跟蹤誤差可以等價(jià)。

對(duì)于帶限高斯噪聲干擾，其歸一化功率譜密度可以建模為：

式中，βJ和fJ分別為干擾信號(hào)的帶寬和基帶中心頻率。βJ足夠大，使得1/βJ遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于碼鑒別器的相關(guān)積分時(shí)間Td。設(shè)置fJ與衛(wèi)星信號(hào)的載波中心頻率f0近似相等，且認(rèn)為接收機(jī)前端不會(huì)出現(xiàn)飽和現(xiàn)象，干擾帶寬的變化范圍設(shè)置為10～30 MHz，其他仿真參數(shù)同圖5，碼跟蹤誤差隨帶限高斯噪聲干擾帶寬變化曲線如圖6所示。

由圖6可以看出，M碼碼跟蹤誤差并非呈現(xiàn)出單調(diào)變化的趨勢(shì)，而是存在一個(gè)最佳干擾帶寬。這是因?yàn)殡S著干擾帶寬的增加，干擾功率譜值降低，干擾信號(hào)對(duì)期望信號(hào)功率譜高次諧波的覆蓋范圍增大，盡管高次諧波分量的值相對(duì)較小，但從式(5)可以看出，由于早遲碼間距較小，A項(xiàng)中存在的近似權(quán)值因子f2會(huì)相應(yīng)增大，因此，導(dǎo)致最終的碼跟蹤誤差不一定會(huì)持續(xù)增加，而存在一個(gè)最佳干擾帶寬。同樣，通過仿真也可發(fā)現(xiàn)式(5)中的B項(xiàng)隨干擾帶寬的變化曲線與圖6相似，最大值對(duì)應(yīng)的干擾帶寬為25.6 MHz，這說明帶限高斯噪聲干擾對(duì)M碼信號(hào)相關(guān)器輸出信噪比的影響與造成的碼跟蹤誤差可以等價(jià)。

為了消除M碼信號(hào)副載波調(diào)制對(duì)同速率偽碼干擾的影響，對(duì)干擾功率譜的形狀進(jìn)行優(yōu)化，當(dāng)早遲碼間距趨于0時(shí)，可將式(5)中A、B項(xiàng)重新寫為：

即干擾對(duì)相關(guān)器輸出信噪比的影響可單獨(dú)用κJs來表征，而造成的碼跟蹤誤差需要采用κJs和χJs同時(shí)描述，κJs和χJs越大，則說明干擾效果越好。對(duì)M碼信號(hào)的同速率偽碼干擾的κJs和χJs隨干擾頻偏的變化曲線如圖7所示(βr取30 MHz)。

由圖7可以很直觀地看出同速率偽碼干擾對(duì)M碼信號(hào)相關(guān)器輸出信噪比的影響與造成的碼跟蹤誤差之間的等價(jià)性。本文兼顧考慮到干擾對(duì)不同調(diào)制相位的M碼信號(hào)的影響，干擾功率譜可近似為BOC(10,5,40°)對(duì)應(yīng)的功率譜，即可采用其對(duì)應(yīng)時(shí)域信號(hào)的生成方式來得到對(duì)M碼信號(hào)的同速率偽碼干擾。設(shè)干信比變化范圍為30～60 dB，對(duì)于單頻干擾頻偏和帶限高斯噪聲干擾帶寬都取相應(yīng)干信比下對(duì)應(yīng)的最佳值，同速率偽碼干擾采用時(shí)域BOC(10,5,40°)的調(diào)制方式生成，則在3種參數(shù)優(yōu)化后的典型壓制干擾樣式下碼跟蹤誤差隨干信比的變化曲線如圖8所示。

由圖8可以看出，當(dāng)干信比小于35 dB時(shí)，M碼信號(hào)的碼跟蹤誤差對(duì)干擾幾乎不太敏感，而當(dāng)干信比超過40 dB后，碼跟蹤誤差開始增加。單頻干擾效果最好，同速率偽碼干擾次之，帶限高斯噪聲干擾效果較差。這是因?yàn)锽OC調(diào)制在增加信號(hào)占用帶寬的同時(shí)，還將能量集中的主瓣搬移到了接收機(jī)預(yù)相關(guān)帶寬的邊緣，造成帶限高斯噪聲干擾的最佳帶寬優(yōu)勢(shì)很小，而同速率偽碼干擾與期望信號(hào)相關(guān)性強(qiáng)的優(yōu)勢(shì)得以充分體現(xiàn)。

根據(jù)圖3的M碼信號(hào)接收系統(tǒng)模型建立的仿真系統(tǒng)對(duì)不同壓制干擾樣式造成的星歷誤碼率進(jìn)行Monte Carlo仿真。由于誤碼率是干擾下相關(guān)器輸出信噪比的一種量化呈現(xiàn)，根據(jù)圖4可定性地判斷出同等干信比下3種干擾樣式造成的誤碼率存在差異，在此進(jìn)行定量地仿真驗(yàn)證。用一個(gè)10級(jí)Gold碼來模擬M碼，碼速率為5.115 MHz，為縮短仿真運(yùn)行時(shí)間，將仿真中每個(gè)信息比特的重復(fù)次數(shù)設(shè)為1 023次，由于一位數(shù)據(jù)比特的持續(xù)時(shí)間為20 ms，即一位數(shù)據(jù)比特的傳輸需要上述的擴(kuò)頻過程重復(fù)100次，因此，在得到一次擴(kuò)頻過程的誤碼率Pe′后，可采用“100取51”的大數(shù)判決原則[13]計(jì)算接收系統(tǒng)的誤碼率Pe，即有：

由于衛(wèi)星星歷參數(shù)主要包含在導(dǎo)航電文每頁的前3幀，因此，設(shè)仿真中傳輸?shù)臄?shù)據(jù)量為900 bit，在3種參數(shù)優(yōu)化后的壓制干擾樣式下，余弦BOC(10,5)調(diào)制M碼信號(hào)的星歷誤碼率隨干信比的變化曲線如圖9所示。

由圖9可以看出，在同等干信比條件下，單頻干擾造成的誤碼率最大，同速率偽碼干擾次之，帶限高斯噪聲干擾較小，這與定性分析的結(jié)論一致。另外，隨著干信比的增大，不同壓制干擾樣式造成的誤碼率大小的差異逐漸減小，這說明誤碼率的產(chǎn)生很可能存有一個(gè)門限干擾功率，在干信比較小時(shí)，好的干擾樣式能夠率先達(dá)到該門限值而造成誤碼率，從而也間接證明了干擾樣式的選擇及參數(shù)設(shè)置的重要性。

2.3 干擾樣式的比較選擇

結(jié)合接收機(jī)的抗干擾措施來分析，若接收機(jī)射頻前端具備一定的干擾檢測(cè)能力，則干擾信號(hào)功率譜與期望信號(hào)功率譜越相似，干擾越具有隱蔽性。按功率譜相似程度由高到低對(duì)3種壓制干擾樣式的排序?yàn)椋和俾蕚未a、帶限高斯噪聲、單頻。因此，盡管單頻干擾能量集中，干擾效果好，但其一方面受頻率對(duì)準(zhǔn)程度的影響而對(duì)偵察監(jiān)測(cè)提出了更高的要求，另外，更重要的是簡單的頻域?yàn)V波就可對(duì)其產(chǎn)生較好的抑制作用。帶限高斯噪聲和同速率偽碼干擾的干擾效果雖然不如單頻干擾，但其所占帶寬較寬，頻域?yàn)V波對(duì)其無能為力，帶限高斯噪聲干擾容易產(chǎn)生，可使接收機(jī)ADC輸入端的熱噪聲和干擾噪聲的RMS幅度在較長的持續(xù)時(shí)間內(nèi)維持在同一水平，不易被AGC電路檢測(cè)到并進(jìn)行消零。但其與期望信號(hào)的相關(guān)性弱，導(dǎo)致干擾效率低下，在進(jìn)行干擾帶寬的優(yōu)化設(shè)置后，干擾效果也改善有限。同速率偽碼干擾與期望信號(hào)的相關(guān)性要強(qiáng)于帶限高斯噪聲，即便在帶寬覆蓋范圍略大的情況下也要比帶限高斯噪聲干擾效果好，且能更有效地抵御接收機(jī)時(shí)頻域的抗干擾措施。因此，消除副載波調(diào)制影響的同速率偽碼干擾可作為對(duì)M碼信號(hào)的一種較好的壓制干擾樣式。

3 結(jié) 論

M碼信號(hào)采用超長周期偽碼和BOC調(diào)制，具有良好的抗干擾性能，因此，對(duì)M碼信號(hào)的干擾研究尤為迫切。在對(duì)M碼信號(hào)實(shí)施的單頻、帶限高斯噪聲和同速率偽碼干擾的不同干擾效能評(píng)估指標(biāo)進(jìn)行統(tǒng)一性論證的基礎(chǔ)上，結(jié)合接收機(jī)抗干擾措施對(duì)3種干擾樣式進(jìn)行評(píng)估比較后可得：消除副載波影響的同速率偽碼干擾效果盡管相比單頻干擾要稍差一些，但其屬于寬帶干擾，且與M碼信號(hào)功率譜相似程度較高，干擾隱蔽性強(qiáng)，頻域?yàn)V波對(duì)其無能為力；另外，同速率偽碼干擾對(duì)參數(shù)設(shè)置要求低，只需通過時(shí)域BOC(10,5,40°)的調(diào)制方式來生成干擾信號(hào)，因此，可作為對(duì)M碼信號(hào)的一種較好的壓制干擾樣式。

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編 輯 漆 蓉

Effectiveness Analysis of the Blanket Jamming Mode to GPS M Code Signal

MAO Hu1, WU De-wei1, LU Hu1, and BAI Meng-liang2
(1. School of Information and Navigation，Air Force Engineering University Xi’an 710077;2. Military Agency of the 212 Research Institute, The Chinese People’s Liberation ARMY (PLA) Xi’an 710065)

Aiming at the feature and superiority on anti-jamming of global position system (GPS) M code signal, in order to find an effective jamming mode for M code signal, the jamming efficiency of three types of typical blanket jamming, single frequency, band-limited Gaussian noise, and pseudo code with the same rate, are analyzed. In the analysis, the power spectral density change of GPS receiver cross-correlation filtering output is taken as the qualitative evaluation bases; the code tracking error and the ephemeris bit error rate (BER) are taken as the quantitative evaluation indexes. The influence process of jamming to evaluation factor and the oneness of each evaluation factor are derived theoretically by modeling M code signal receiving system. The simulation results show that single frequency jamming exhibits the best jamming effect while band-limited Gaussian noise jamming is the worst, the second comes pseudo code with the same rate jamming when the influence of sub-carrier modulation was eliminated. Considering the complexity of smart jamming implementation, it is suggested to choose the pseudo code with the same rate as M code signal jamming since single frequency jamming needs strict frequency setting and it is easily eliminated by frequency domain filtering.

BER; BOC(10,5); code tracking error; jamming mode; PSD

TN967.1; TN972.2

A

10.3969/j.issn.1001-0548.2015.03.006

2013 ? 07 ? 30；

2014 ? 01 ? 04

國家自然科學(xué)基金(61174194)

毛虎(1987 ? )，男，博士生，主要從事導(dǎo)航戰(zhàn)與導(dǎo)航對(duì)抗方面的研究.