于慶法，謝義方，黃永輝

（1.中國科學(xué)院 國家空間科學(xué)與應(yīng)用研究中心，北京 100190；2.中國科學(xué)院大學(xué) 北京 100190）

在高精度UWB定位系統(tǒng)[1]中，目標(biāo)信號是超短脈寬的脈沖，有很寬的帶寬，為了對這種寬帶信號進(jìn)行處理，我們要求如下兩個條件。1)設(shè)計應(yīng)該實(shí)現(xiàn)超高的采樣率。對于UWB定位系統(tǒng)，恢復(fù)較好的脈沖波形以獲得較高時間分辨率信息是非常有必要的，這就需要超高的采樣率。等效采樣率與信號重復(fù)頻率和采樣時鐘有關(guān)。2)系統(tǒng)應(yīng)該提供足夠的模擬帶寬來處理UWB信號以防止失真。

現(xiàn)有對UWB脈沖信號的采樣方法[2]有3種：直接采樣、頻域采樣、順序欠采樣。對于直接采樣[3-4]，由于每個ADC的輸入信號帶寬非常大，會導(dǎo)致ADC的采樣保持電路難于設(shè)計；ADC的采樣結(jié)果受采樣時鐘抖動影響較大，因此采樣時鐘必須達(dá)到較高的精確度；同時，當(dāng)實(shí)現(xiàn)較高的等效采樣率時，會需要較多的ADC，資源開銷大。此外，當(dāng)UWB系統(tǒng)受到窄帶信號干擾時，就必須提高時間交替ADC的動態(tài)范圍，來保證接收機(jī)的性能。與直接采樣相比，頻域采樣對時鐘抖動則不敏感。但是濾波器組設(shè)計復(fù)雜。順序欠采樣[5]是通過兩個參考時鐘振蕩器來實(shí)現(xiàn)的。假設(shè)f0=9.999 000 MHz,f0+△f=10 MHz,那么順序欠采樣重構(gòu)一個脈沖信號所需時間為1 ms，可以達(dá)到的等效采樣率為99.99 GHz。其與需求的差距為：重構(gòu)信號所需時間長，容易受到時鐘抖動的影響。

為了解決帶寬與采樣率這一矛盾，本文設(shè)計一款基于變換采樣的UWB信號接收機(jī)。通過超寬帶跟蹤保持器（帶寬為5 GHz）與低采樣率的ADC（500MSPS）配合工作可以實(shí)現(xiàn)帶寬為5 GHz，等效采樣率最大為200 GHz的超寬帶信號接收。該技術(shù)將為分離載荷通信與定位技術(shù)的實(shí)現(xiàn)提供有力的支持。

1 總體設(shè)計

基于變換采樣的脈沖式超寬帶系統(tǒng)接收機(jī)架構(gòu)如圖1所示。它包括一個跟蹤保持放大器、一個ADC和一個可編程延時芯片。實(shí)際的ADC有一個固有的帶寬限制，這與ADC可達(dá)到的最高采樣率有關(guān)。因?yàn)锳DC的采樣率相對較低，ADC的模擬帶寬可能無法覆蓋UWB脈沖的帶寬。因此考慮在ADC之前放置一個采樣保持放大器 （模擬帶寬5 GHz）以對輸入的帶通信號進(jìn)行直接采樣，可有效地將輸入信號轉(zhuǎn)化為ADC需要的低通頻率。

圖1 基于變換采樣的脈沖超寬帶接收機(jī)架構(gòu)Fig.1 A UWB receiver structure diagram based on transform sampling

為了檢測幾百皮秒級（300 ps或3 GHz帶寬）的窄脈沖，ADC的采樣率至少為6 GS/s才能滿足奈奎斯特準(zhǔn)則，然而這樣高性能的ADC在大多數(shù)的應(yīng)用中要么是無法買到，要么是太昂貴。文中致力于解決這個問題，通過采樣時鐘產(chǎn)生技術(shù)、高速ADC技術(shù)和數(shù)據(jù)拼接與處理技術(shù)來實(shí)現(xiàn)對UWB脈沖信號的無失真采樣。超寬帶系統(tǒng)接收機(jī)架構(gòu)中使用跟蹤保持器使變換采樣器的模擬帶寬達(dá)到了5 GHz，利用可編程延時芯片和低采樣率的ADC即可等效實(shí)現(xiàn)8 GS/s的采樣率。其原理框圖如圖2所示，橫軸箭頭對應(yīng)的時間為采樣時刻。

圖2 變換采樣的原理Fig.2 Principle of transform sampling

發(fā)射的UWB信號重復(fù)頻率為1 MHz，其脈沖重復(fù)時間為1μs。所用的ADC采樣率為320 MS/s，那么采樣間隔為3.125 ns，而UWB脈沖寬度為1 ns。ADC首先對第一個周期的脈沖進(jìn)行采樣，然后送入FPGA中存儲，然后在下一個脈沖周期延時125 ps后再對UWB脈沖信號采樣、存儲；那么經(jīng)過25個周期延時24次（每次延時以125 ps遞增）即可得到25組樣本值，每組樣本選取40個采樣值。利用數(shù)據(jù)拼接與處理技術(shù)，即可得到一個UWB脈沖周期的全部信息，即可實(shí)現(xiàn)對脈寬為1ns的UWB信號的無失真采樣。這樣，等效采樣間隔為125 ps，即等效采樣率為8 GS/s。這種采樣方法就是以時間資源為代價來獲取 8GS/s的等效采樣率。

2 系統(tǒng)硬件設(shè)計

該系統(tǒng)分為4個部分：射頻前端，ADC/時鐘配置，數(shù)字硬件以及外部接口。

2.1 射頻前端

射頻前端包括單端轉(zhuǎn)差分部分，以及跟蹤保持放大器。單端轉(zhuǎn)差分部分利用ETC1-1-13TR傳輸線變壓器進(jìn)行轉(zhuǎn)換，該變壓器阻抗比為1:1，工作頻率為4.5～3 000 MHz。為了擴(kuò)展高速AD轉(zhuǎn)換的模擬帶寬以及高頻線性度，在ADC之前加上HMC760LC4B跟蹤保持放大器。該放大器具有5 GHz的輸入帶寬，最大采樣率為4 GS/s。為了在采樣時鐘到來之前跟蹤保持放大器保持住數(shù)據(jù)，需要跟蹤保持放大器的采樣時鐘領(lǐng)先ADC采樣時鐘一個時間間隔。

2.2 ADC/時鐘配置

高速數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)中，AD轉(zhuǎn)換芯片是模擬和數(shù)字的轉(zhuǎn)換中介，因此很大程度上決定了整個系統(tǒng)的性能[5]。然而AD轉(zhuǎn)換的性能很大程度上又受到采樣時鐘的制約,傳統(tǒng)的時鐘電路都難提供高速ADC芯片所要求的低抖動、高速度的時鐘。

本采集系統(tǒng)中ADC芯片ADS5463要求的采樣時鐘為320 MHz的高速差分時鐘，差分形式為低電壓偽發(fā)射極耦合邏輯電平LVPECL。因此，系統(tǒng)對采樣時鐘的抖動十分敏感，而采用差分時鐘可以比采用單端時鐘有更好的噪聲抑制功能，同時，采用差分時鐘，可以減小時鐘的抖動，提高SNR，從而獲得更好的系統(tǒng)性能。本文使用FPGA內(nèi)部的增強(qiáng)型PLL或者快速PLL對系統(tǒng)時鐘倍頻產(chǎn)生采樣時鐘，采樣時鐘最大為500 MHz。該系統(tǒng)采用變換采樣的原理對UWB脈沖周期信號進(jìn)行采樣，需要在每一個脈沖重復(fù)周期內(nèi)進(jìn)行（等效采樣率的倒數(shù)）的延時。延時芯片選用sy89297u，該芯片為雙通道可編程延時線，每個通道的延時范圍為2～7 ns，可編程延時增量為5 ps。延時變化基于串行可編程接口（SCLK，SDATA和SLOAD），每個通道的控制字為10 bit。為了增加延時，可以將多個sy89297u串聯(lián)起來使用。

2.3 數(shù)字硬件

FPGA的并行性處理方式，使得FPGA成為高速ADC芯片高速數(shù)據(jù)流進(jìn)行接收、緩存處理的理想方案，同時，這也是整個系統(tǒng)設(shè)計的關(guān)鍵。該系統(tǒng)采用芯片XC5VLX30-1FFG676I。該芯片array為，slice為4 800，最大可分配 RAM為320 kb，最大高速I/O為400個，特別適合高速率大數(shù)據(jù)容量的處理。本文脈沖重復(fù)頻率為1 MHz，AD的采樣率為320 MHz，那么在一個脈沖重復(fù)周期內(nèi)將有320個采樣點(diǎn)，但是由于一個周期內(nèi)脈沖的占空比較小，為了減小資源的占用，降低數(shù)據(jù)率，在每個周期內(nèi)只取那些有脈沖的采樣點(diǎn)進(jìn)行存儲。在數(shù)據(jù)進(jìn)行存儲時，需要將數(shù)據(jù)進(jìn)行拼接，然后再順序進(jìn)行讀取。為了降低數(shù)據(jù)的速率，還需要對數(shù)據(jù)進(jìn)行非相干累加，這樣就可以通過外部端口進(jìn)行輸出，在這里我們選用USB端口與PC連接，通過控制上位機(jī)，可以在電腦上進(jìn)行數(shù)據(jù)的分析。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析

該系統(tǒng)用于無失真接收脈沖超寬帶周期信號。超寬帶信號脈沖重復(fù)頻率為1 MHz，脈寬為1 ns，如圖3所示。ADC的采樣時鐘由FPGA內(nèi)部的增強(qiáng)型PLL對系統(tǒng)時鐘倍頻產(chǎn)生，而每個脈沖重復(fù)周期的采樣時鐘延時由延時芯片控制，每個周期的延時時間為125 ps。調(diào)試采樣的采樣時鐘為320 MHz，而每個脈沖重復(fù)周期內(nèi)只選取40個采樣點(diǎn)。采樣間隔為1/320μs，那么要恢復(fù)一個完整的脈沖需要25個周期。在第一個周期內(nèi)得到40個采樣點(diǎn)，將其存到地址為0，25，50，…，975的非相干累加 RAM中，在第二個周期內(nèi)，我們將采樣時鐘延時125 ps后得到的采樣值存到地址為1，26，51，…，976 的 RAM 中，依次，可以得到 25 個周期 1000個采樣點(diǎn)，然后在將這些點(diǎn)從輸出緩存RAM中順序讀出，即可得到經(jīng)過排序的采樣數(shù)據(jù)了。通過Chipscope抓取排序后的信號，如圖4所示。當(dāng)超寬帶脈沖脈寬為10 ns時，通過變換采樣采出來的波形如圖5所示。Chipscope的觀察時鐘為320 MHz，而輸出緩存RAM的讀時鐘為160 MHz，因此順序讀出的信息數(shù)據(jù)在時間軸0～2 000內(nèi)。由于輸入噪聲的疊加，變換采樣的波形帶有一定的毛刺。如果在射頻變壓器之前放置一個低噪放（LNA），那么采樣出來的波形將會平滑很多。

圖3 輸入信號Fig.3 Input signal

圖4 脈寬為1 ns的脈沖變換采樣后的波形Fig.4 Waveform of a trasform-sampled UWB pulse(width 1ns)

4 結(jié)論

文中設(shè)計了一種基于變換采樣的超寬帶接收機(jī)，其重點(diǎn)集中在脈沖的變換采樣部分。脈沖采樣主要是通過接收機(jī)上的ADS5463芯片實(shí)現(xiàn)，而脈沖采樣時鐘是通過接收機(jī)上的FPGA和可編程延時芯片進(jìn)行控制，數(shù)據(jù)處理是通過FPGA進(jìn)行實(shí)現(xiàn)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該接收機(jī)能夠?qū)ι螱Hz帶寬的超寬帶信號進(jìn)行采樣接收，等效采樣率可以達(dá)到8 GS/s。這可以用于超寬帶通信與測距[1，7]。

圖5 脈寬為10ns的脈沖變換采樣后的波形Fig.5 Waveform of a trasform-sampled UWB pulse(width 10ns)

[1]Yang D,Fathy A,Mahfouze M,et al.Millimeter accuracy UWB positioning system using sequential sub-sampler and time difference estimation algorithm[C]//IEEE Radio and Wireless Symposium(RWS2010),to appear,New Orlean,2010.

[2]Agarwal D,Anderson CR,Athanas PM.An 8-GHz ultrawideband transceiver prototyping testbed,in Proc.[C]//IEEE 16th Int.Workshop Rapid Syst.Prototyping,2005:121-127.

[3]Christopher R.Anderson,Swaroop Venkatesh,Jihad E.I-brahim,et al,Analysis and Implementation of a Time-Interleaved ADCArray for a Software-Defined UWB Receiver[C]//IEEE Transactions on Vehicular Technology,2009.

[4]侯春宇,郭麗莉,熊蔚明.基于高速ADC和FPGA的IRUWB相干接收機(jī)設(shè)計[J].電訊技術(shù),2013,53(5):603-605 HOU Chun-yun,GUO Li-li,XIONG Wei-ming.Design of an IR-UWB coherent receiver based on high-speed ADC and FPGA[J].Telecommunication Engineering,2013,53(5):603-605.

[5]Zhang C,Fathy A,Mahfouz M.Performance enhancement of a sub-sampling circuit for ultra-wideband signal processing[C]//IEEE Microw.Wireless Compon.Lett,2007:875-876.

[6]于洋.基于DSP和FPGA的雙通道1GHz高速ADC數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)[D].鄭州：鄭州大學(xué)，2011.

[7]謝義方,黃永輝,熊蔚明.脈沖超寬帶通信與測距技術(shù)初步研究[J].飛行器控制學(xué)報,2013,32(6):496-550.XIE Yi-fang,HUANG Yong-hui,XIONG Wei-ming.A preliminary study on UWB communication and ranging technology[J].Journal of Spacecraft TT&CTechnology，2013,32(6):496-550.