劉 湘，王 艷，趙立勇

（北京交通大學(xué) 電氣學(xué)院，北京 100044）

面臨能源和環(huán)境的巨大壓力，以電力作為驅(qū)動系統(tǒng)動力源的電動汽車成為綠色交通工具,有著廣闊的前景[1]。目前已有一些電動汽車推向市場，但電動汽車大規(guī)模應(yīng)用要求其必須達(dá)到足夠的續(xù)航里程和足夠的動力電池容量，大容量的電池要想在較短時間內(nèi)獲得足夠的能量就要求電動汽車充電機(jī)的功率等級不斷提高。因此一臺性能優(yōu)良的充電機(jī)是電動汽車大規(guī)模商業(yè)化不可缺少的組成部分，如何實(shí)現(xiàn)充電機(jī)對蓄電池快速無損傷充電是電動車的關(guān)鍵技術(shù)之一[2]。

本研究重點(diǎn)分析了車載充電機(jī)的工作原理，主電路參數(shù)計算及其控制的方法，給出了充電模式切換的軟件設(shè)計流程圖；最后搭建了一臺樣機(jī)，首先對電阻性負(fù)載做了充電實(shí)驗(yàn)，然后與沃特瑪?shù)碾姵毓芾硐到y(tǒng)配合對鋰離子電池組進(jìn)行了充電實(shí)驗(yàn)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該充電機(jī)軟硬件基本功能正常，可實(shí)現(xiàn)較快速的充電。量信息和所需充電模式，及時調(diào)整給定電壓實(shí)現(xiàn)智能充電[3]。如圖1所示。

圖1 車載充電機(jī)主電路設(shè)計框圖Fig.1 Main circuit design block diagram of on-board charge

1 主電路的工作原理

針對本文設(shè)計的充電機(jī)，由于輸入為交流市電且輸出功率較大，故選用帶隔離的全橋變換器，同時為盡量減小對電網(wǎng)的污染，充電機(jī)采用AC-DC和DC-DC相結(jié)合的電路結(jié)構(gòu)。前者在直流輸出端輸出穩(wěn)定電壓，同時引用APFC使系統(tǒng)有較高的功率因數(shù)，通常采用BOOST電路用雙閉環(huán)控制來實(shí)現(xiàn)；后者受控于電池管理系統(tǒng)，根據(jù)鋰電池組反饋的電

1）輸入濾波環(huán)節(jié)：一方面能夠抑制電網(wǎng)帶進(jìn)系統(tǒng)的電磁干擾，另一方面也能夠抑制充電機(jī)本身產(chǎn)生的電磁干擾，防止其對其他用電設(shè)備產(chǎn)生不良影響。

2）軟啟動電路：充電機(jī)系統(tǒng)選擇的支撐電容一般較大，為幾千微法，未上電時，電容上電壓為零，突然上電會產(chǎn)生很大的沖擊電流，造成器件的損壞。因此在上電初始階段，在電路上先串聯(lián)一個電阻，減小沖擊電流。待電壓上升到某一值后，繼電器常開觸點(diǎn)將電阻短路，以提高系統(tǒng)的安全性和效率。

3）整流及PFC升壓轉(zhuǎn)換電路：采用Boost型功率變換電路，因?yàn)樵谶@種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，電感連接在整流橋的輸入端，輸入電流就是電感電流，波形連續(xù)且較為平滑；設(shè)計中采用平均電流控制策略，而Boost型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)易于實(shí)現(xiàn)平均電流控制方案，因此電流采樣容易實(shí)現(xiàn)，能夠達(dá)到較好的控制效果[4]。

4）隔離式全橋DC-DC:逆變電路選用IGBT作為開關(guān)管，采用移相全橋控制，在變壓器原邊得到脈寬可調(diào)的高頻方波電壓，高頻變壓器起到隔離和升壓的作用，輸出整流濾波電路用來將變壓器副邊的交流方波電壓整流和濾波，得到的直流電壓。

2 主電路的參數(shù)計算

1）EMI濾波：50 Hz的低頻電流可以流過，流過高頻電流時則會產(chǎn)生很高的阻抗，能抑制電網(wǎng)和電源內(nèi)部的相互干擾。選擇電壓220（±15%)V,電流100 A的濾波模塊。

2）整流模塊：整流橋的選取主要關(guān)注兩個參數(shù)即最大反向電壓VRM和最大整流電流IVDM輸入市電波動范圍在±15%內(nèi)，故VRM=220*(1+15%)=357 V,最小輸入電壓有效值為187 V,最大輸出功率為7.6 kW，考慮到系統(tǒng)效率η≥90%，則整流橋最大輸入電流有效值為Iinrmsmax=η*Pout/Vinacmin=45.15 A,考慮電流的峰值及一定的裕量，選擇電壓800 V，電流100 A的整流模塊。

3）PFC電感：先計算峰值電流IPK（當(dāng)輸入功率達(dá)到最大時，輸入交流電流達(dá)到峰值，此時輸入電壓最低）：假設(shè)在工頻時間范圍內(nèi)從電網(wǎng)吸收的瞬時功率Pi和Boost-PFC電路輸出的瞬時功率輸入端峰值電流：又因?yàn)殡姼须娏鞯扔谳斎腚娏?，即IL=Ii，故通過電感的最大電流為63.85 A.通常電感電流的最大紋波△IL選擇在最大峰值電流的20%左右，△IL=12.77 A.接下來算最大占空比， 由公式0.32計算升壓電感值

4）升壓二極管：對于升壓二極管，當(dāng)開關(guān)管VT1導(dǎo)通時，二極管反向截止，當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷時，二極管正向?qū)ǎ鬟^的最大電流等于流過電感的峰值電流?？紤]裕量選電壓600 V,電流100 A的快恢復(fù)二極管。

5）支撐電容：為了保證整流濾波后的直流電壓最小值符合要求，每個周期中電容所提供的能量約為：Win=Pout/(η×fmin)（fmin為交流電網(wǎng)輸入的最小頻率，系統(tǒng)設(shè)計電網(wǎng)頻率為50±50 Hz），Win=65.8 W，由式：可得C支為6 929 μF,實(shí)際的產(chǎn)品為限制整流濾波后輸出電壓的紋波，電容值按輸出功率選擇約為1 μF/W，可選擇2個450 V/4 700 μF的電解電容并聯(lián)。

6)開關(guān)管：PFC最大輸出電壓可達(dá)390 V(考慮電壓波動)，流過的電流峰值為63 A，考慮裕量，選擇耐壓800 V，電流100 A 的IGBT。

7）高頻變壓器：①變比：為保證可得到所要求的輸出電壓，變壓器的變比應(yīng)當(dāng)按輸入電壓最低時來選擇。設(shè)開關(guān)管的最大占空比定為0.7，則二次側(cè)的最低電壓Vsecmin=為最大輸出電壓；V為二次側(cè)濾波電感l(wèi)o的直流電壓；取1 V；VD為輸出整流二極管通態(tài)壓降；是最大占空比。故變壓器的變比K為：②一次側(cè)和二次側(cè)匝數(shù)：一次側(cè)匝,實(shí)際取20匝；二次側(cè)：匝。K：波形系數(shù)，矩形波為f4；BW：工作磁通密度，鐵基非晶納米合金取 0.4；Ae：磁芯有效截面積，AP法算得為7.5[5]。

8）隔直電容：為防止變壓器由于偏磁問題出現(xiàn)飽和，同時將一次側(cè)漏感的尖峰電壓鉗位與直流母線，將漏感存儲的能量歸還到輸入母線，通常在變壓器的一次側(cè)加隔直電容。電容上的紋波電壓按要求取為VC支的10%，即VCP=38 V,變壓器一次側(cè)電流有效值F，實(shí)際選擇 22 μF 的無感電容。

9）二次側(cè)整流二極管：由變壓器的計算知二次側(cè)電壓最小值為550 V，輸出電流平均值為20 A，考慮一定的裕量選擇耐壓1 000 V,電流40 A的高頻整流二極管模塊。

10）輸出濾波電感：根據(jù)工程設(shè)計慣例，在一個開關(guān)周期內(nèi)，電感電流的脈動范圍通常選擇其最大電流的0.1～0.3倍，在此取0.2倍，△Iomax=0.2×20=4 A,即在4 A輸出時電感電流應(yīng)連續(xù)。輸出濾波電感可按下式計算：L=Vlmax×△t/△Iomax，其中Vlmax為電感兩端的最大值，關(guān)管在半個周期內(nèi)的導(dǎo)通時間為最大輸出電流脈動?？傻肔=765 μH。

11）輸出濾波電容：輸出濾波電容是為了保持輸出電壓穩(wěn)定，同時限制輸出電壓的紋波。常選擇鋁電解電容，但鋁電解電容的ESR較大，會對輸出電壓峰值△Voutpp產(chǎn)生影響，鋁電解電容容量越大ESR越小。實(shí)際選取450 V/1 200 μF的電解電容。

圖2 主電路接線圖Fig.2 Main circuit wiring diagram

3 控制系統(tǒng)的設(shè)計

3.1 控制系統(tǒng)的整體結(jié)構(gòu)

本車載充電機(jī)是以DSP-TMS320F2812最小系統(tǒng)為核心，外圍電路包括輸入信號檢測電路、各種保護(hù)電路、信號調(diào)理電路、IGBT驅(qū)動電路、CAN總線通訊電路、輔助開關(guān)電源等電路模塊。通過對主電路的輸出電流，輸出電壓，以及PFC電路的電感電流、輸出電壓信號進(jìn)行采樣，采樣數(shù)據(jù)經(jīng)DSP的AD端進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換后，再送入運(yùn)算器進(jìn)行運(yùn)算。同時，系統(tǒng)依賴DSP的CAN通信從BMS得到控制信號，并送入運(yùn)算器。借助軟件編程，由運(yùn)算器計算對應(yīng)的占空比，將得到的數(shù)據(jù)填入事件管理器EVA、EVB相應(yīng)的比較器，從而得到系統(tǒng)所需的PWM控制信號，將結(jié)果送入數(shù)模轉(zhuǎn)換電路轉(zhuǎn)換為開關(guān)模擬量，傳給IGBT驅(qū)動電路進(jìn)行功率放大，最終驅(qū)動開關(guān)管的通斷，完成車載充電機(jī)的控制。

圖3 控制系統(tǒng)框圖Fig.3 Control system block diagram

3.2 控制系統(tǒng)的軟件設(shè)計

3.2.1 三階段充電流程圖

依據(jù)BMS提供的單體電池電壓信號，分3個階段對電池組進(jìn)行充電：預(yù)充電（出現(xiàn)單體電壓低于電池的最低工作電壓時,充電電流為0.03 C）；恒流充電（正常的工作電壓階段）；恒壓充電（電壓達(dá)到最高工作電壓時，充電電流減小至0.015 C）(C為電池組容量)[6]。

圖4 三階段充電程序流程圖Fig.4 Three-stage charging program flow chart

圖5 主程序流程圖Fig.5 The main program flow chart

3.2.2 主程序流程圖

如圖5所示，包括系統(tǒng)初始化、參數(shù)檢驗(yàn)、開中斷、軟啟動、輸入輸出檢測等環(huán)節(jié)。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

基于上述研究和計算，筆者制作了一臺試驗(yàn)樣機(jī)，輸入電壓為220 V的交流市電，額定輸出功率為7.6 kW，輸出電壓380 V,開關(guān)頻率為 20 kHz。

圖6 輸入電壓電流波形Fig.6 The input voltage and current waveform

圖7 輸出電壓電流波形Fig.7 The output voltage and current waveform

圖 所示為輸入電壓和電流的波形，其中通道一為輸入電壓波形（X10檔），通道二為輸入電流波形（電流探頭10 mA/A檔）。輸入電壓均方根為211.3 V，輸入電流均方根為45.5 A,輸入功率為9 593 W。

圖7為輸出電壓和電流波形，通道一為輸出電壓波形，平均值為376 V，通道二為電流波形，均方根為22.2 A,，實(shí)際輸出8 347 W,在測量誤差基本相同的情況下測得效率為87.01%。

圖8 樣機(jī)圖片F(xiàn)ig.8 The experiment prototype figure

圖9 與沃特BMS通訊圖Fig.9 Communicate with Walter BMS figure

5 結(jié)束語

文中對基于DSP控制的電動汽車車載充機(jī)進(jìn)行了研究，給出了主電路的結(jié)構(gòu)，參數(shù)選擇[8]，并對控制方法進(jìn)行了簡要介紹。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該充電機(jī)具有功能完善、簡單可靠的特點(diǎn)。但是在體積、結(jié)構(gòu)以及效率的進(jìn)一步提升上仍需進(jìn)一步完善。結(jié)合當(dāng)前電動汽車快速的發(fā)展趨勢，本系統(tǒng)在實(shí)際應(yīng)用方面有著較好的前景。

[1]Ke P,Yang C X,Yang X S,et al.Extrac-tion phase simulation of cargo airdrop system[J].Chinese Journal of Aeronautics,2006,19(4):315-321.

[2]段朝偉，徐海剛.電動汽車智能充電系統(tǒng)的設(shè)計與實(shí)現(xiàn)[J].電子器件，2013，2（36）：256-259.DUAN Chao-wei,XU Hai-gang.The design and implementation of the electric intelligent charging system[J].Electronic Devices,2013,2(36):256-259.

[3]GRENIER Mathieu.Design of an-board charger for pluginhybrid electrical vehicle (PHEV)[D].Sweden,Department of Energy and Environment Division of Electric Power Engineering Chalmersuniversity of Technology,2009.

[4]李曉明，呂征宇.基于DSP的單相Boost型數(shù)字PFC控制技術(shù)[J].機(jī)電工程，2008,1（25）：108-110.LI xiao-ming,LV Zheng-yu.Single-phase boost type digital PFC control based on DSP Technology[J].Mechnical and Electrical Engineering,2008,1(25):108-110.

[5]張占松，蔡宣三.開關(guān)電源的原理與設(shè)計[M].北京：電子工業(yè)出版社，2001.

[6]Uwe Badstuebner,JuergenBielaDaniel Christen,and Johann W.Kolar.Optimization of a 5Kw Telecom Phase-Shift DCDC Converter With Magnetically Integrated Current Doubler[J].IEEE Transctions on Industral Electronics,2011,58(10):4636-4745.

[7]王世軍，陳效天.13 kW全橋移相逆變電源的設(shè)計[J].電源技術(shù)應(yīng)用，2007,10（6）：28-29.WANG Shi-jun,CHEN Xiao-tian.13KW phase shift of the whole bridge inverter power supply design[J].Power Supply Technology Application,2007,10(6):28-29.

[8]肖笑.基于BCC算法的多機(jī)系統(tǒng)PSS參數(shù)優(yōu)化設(shè)計[J].陜西電力,2012（12）：51-54.XIAO Xiao.Optimal design of multi-machine power system stabilizer parameters based on bacterial colony chemotaxis algorithm[J].Shaanxi Electric Power,2012（12）：51-54.