王慶峰， 劉慶想， 張政權(quán)， 李相強(qiáng)

(西南交通大學(xué)物理科學(xué)與技術(shù)學(xué)院，四川 成都610031)

高壓脈沖調(diào)制器是雷達(dá)發(fā)射機(jī)、粒子加速器的核心部分，它的技術(shù)方案和性能指標(biāo)將直接影響到調(diào)制器乃至發(fā)射機(jī)和加速器的成敗和性能指標(biāo)［1-3］.以往，由于受器件發(fā)展的限制，高壓脈沖調(diào)制器一般采用真空管作為開關(guān)管，但該類型高壓脈沖調(diào)制器電路較為復(fù)雜，調(diào)制管需要燈絲、偏壓等輔助電源和電路，體積龐大，同時(shí)調(diào)制管還存在易打火和壽命較短等問題，成為制約雷達(dá)性能提高的主要因數(shù). 近年來，隨著大功率半導(dǎo)體開關(guān)器件(例如IGBT、MOSFET)的發(fā)展和生產(chǎn)工藝的日益成熟，基于全固態(tài)開關(guān)管的大功率脈沖調(diào)制器越來越受到研究人員的重視［4-8］.目前，全固態(tài)剛管調(diào)制器在雷達(dá)發(fā)射設(shè)備、高能設(shè)備、物理加速器等方面得到了廣泛應(yīng)用.如日本東芝公司研制的120 MW大功率全固態(tài)調(diào)制器［9］;DTI 公司為斯坦福加速器中心研制的大功率全固態(tài)調(diào)制器［10］;美國SLAC研制的500 kV/2 000 A 大功率全固態(tài)調(diào)制器，應(yīng)用在75 MW 級超大功率速調(diào)管發(fā)射機(jī)上，共推動(dòng)8 只相同的管子用于物理和高功率合成實(shí)驗(yàn)［11］.國內(nèi)在全固態(tài)調(diào)制器方面也開展了相關(guān)技術(shù)的研究，多數(shù)采用基于大量MOSFET、IGBT 為核心器件的串并聯(lián)技術(shù)實(shí)現(xiàn)數(shù)十MW 乃至數(shù)百M(fèi)W 功率量級的高壓脈沖輸出，并取得了長足的進(jìn)步［4-8，12］.基于全固態(tài)調(diào)制器具有長期穩(wěn)定可靠的特點(diǎn)，國內(nèi)外形成了兩種主要發(fā)展方向，一是直接耦合型全固態(tài)剛管調(diào)制器，即通過大量固態(tài)開關(guān)串、并聯(lián)滿足系統(tǒng)對電壓、電流的需求，該技術(shù)路線中固態(tài)開關(guān)存在較大的風(fēng)險(xiǎn)［13］;其二是采用變壓器耦合全固態(tài)剛管調(diào)制器，但由于脈沖變壓器漏感及分布電容的引入使得輸出波形前、后沿受限，但相對于直接耦合型全固態(tài)剛管調(diào)制器，采用變壓器耦合避開了大量IGBT 串、并聯(lián)所帶來的均壓、均流以及信號同步等問題，同時(shí)降低了IGBT 損壞的風(fēng)險(xiǎn)，有利于系統(tǒng)的穩(wěn)定性及可靠性［14-15］. 本文重點(diǎn)開展了高變比脈沖變壓器耦合全固態(tài)剛管調(diào)制器的研究，對此調(diào)制器的設(shè)計(jì)原理、拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行了分析研究.

1 系統(tǒng)設(shè)計(jì)

脈沖變壓器耦合固態(tài)剛管調(diào)制器由開關(guān)電源、儲(chǔ)能電容、IGBT、脈沖變壓器及控保系統(tǒng)組成，如圖1 所示.

圖1 脈沖變壓器耦合固態(tài)剛管調(diào)制器原理圖Fig.1 Schematic diagram of solid-state hard-tube modulator coupled with transformer

其工作原理:開關(guān)電源對儲(chǔ)能電容充電至控制系統(tǒng)設(shè)定值，IGBT 觸發(fā)導(dǎo)通，儲(chǔ)能電容經(jīng)過脈沖變壓器升壓后作用于負(fù)載上，輸出高壓脈沖的脈寬、工作頻率、工作時(shí)間均在控制系統(tǒng)上預(yù)先設(shè)定. 基于脈沖變壓器耦合固態(tài)剛管調(diào)制器的技術(shù)指標(biāo)如表1 所示.

表1 調(diào)制器主要指標(biāo)Tab.1 Primary parameters of modulator

1.1 高變比脈沖變壓器

由于分布電容、漏感等雜散參數(shù)的存在，高壓脈沖經(jīng)過脈沖變壓器升壓后其輸出波形前沿、后沿、過沖及頂降將會(huì)惡化，因此脈沖變壓器設(shè)計(jì)時(shí)，在考慮降低脈沖變壓器原邊工作電壓的同時(shí)需要對脈沖變壓器的漏感、分布電容和變比進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì).圖2(a)為IEEE 標(biāo)準(zhǔn)給出的脈沖變壓器等效電路圖，其中C1、C2和C12分別為初級分布電容、次級分布電容和初、次級間分布電容，Lσ1、Lσ2分別為初級漏感、次級漏感，Rcu1、Rcu2分別為初級電阻、次級電阻，Rm、Lm分別為等效渦流電阻、勵(lì)磁電感，n 表示脈沖變壓器變比［1］.

在脈沖上升期間，脈沖電壓、電流變化迅速，等效頻率較高，因此在分析前沿時(shí)可以忽略勵(lì)磁電感、等效渦流電阻的影響.為了便于分析忽略初、次級電阻的影響，同時(shí)將脈沖變壓器等效到初級，如圖2(b)所示.高壓脈沖經(jīng)過脈沖變壓器后輸出波形前沿由上沖特征系數(shù)δ 和上升時(shí)間系數(shù)T0.9共同決定［16］:

式中:τr表示輸出脈沖前沿;

Lp、Cp分別表示等效到初級側(cè)后脈沖變壓器的漏感、分布電容;

R'load表示負(fù)載電阻折算到初級側(cè)的阻值.

圖2 脈沖變壓器IEEE 等價(jià)電路圖及前沿等價(jià)電路圖Fig.2 IEEE standardized equivalent circuit of a pulse transformer and simplified equivalent circuit during the leading edge

對于上沖特征系數(shù)δ，存在3 種情況:當(dāng)δ ＜1時(shí)，可輸出快前沿脈沖，但存在過沖，在實(shí)際應(yīng)用中為了保護(hù)管子，一般對過沖都提出了嚴(yán)格要求;當(dāng)δ ＞1 時(shí)，輸出脈沖無過沖，但前沿較大，實(shí)際應(yīng)用中降低了系統(tǒng)的效率;當(dāng)δ =1 時(shí)，為臨界狀態(tài)，此時(shí)脈沖無過沖，且前沿介于兩者之間. 當(dāng)輸出波形有前沖時(shí)，其前沖最大幅值Δ 由式(3)給出［1］:

根據(jù)式(1)和式(2)可得折算到次級側(cè)后分布電容Cs、漏感Ls與過沖特征系數(shù)δ、上升時(shí)間系數(shù)T0.9的關(guān)系:

式中:Rload表示次級側(cè)負(fù)載電阻.

初級側(cè)分布電容折算到次級時(shí)需要除以n2，因此對于高變比脈沖變壓器，可以忽略初級側(cè)所引入的分布電容，主要考慮脈沖變壓器次級分布電容以及負(fù)載分布電容;反之，電感在由初級折算到次級時(shí)則乘以n2，因此脈沖變壓器次級側(cè)所引入的電感可忽略不計(jì)，主要考慮脈沖變壓器漏感以及初級側(cè)引線電感.考慮初級側(cè)引線電感、負(fù)載分布電容時(shí)，式(4)和式(5)可進(jìn)一步表示為

式中:Cload、Lgen分別表示負(fù)載分布電容、引線電感.根據(jù)應(yīng)用需求考慮1%的紋波，由式(3)可計(jì)算得出對應(yīng)的δ=0.8、T0.9=2.99，進(jìn)一步根據(jù)式(6)、式(7)可得

為了降低初級電壓，同時(shí)考慮到分布電容、漏感的需求，通過理論分析、模擬仿真、實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證的反復(fù)迭代，最終確定脈沖變壓器變比取70.

1.2 IGBT 及控保系統(tǒng)

根據(jù)設(shè)計(jì)指標(biāo)及確定的脈沖變壓器變比n =70，計(jì)算可知脈沖變壓器初級工作電壓為1 kV、工作電流為3.5 kA，采用單個(gè)英飛凌FZ3600R17HP4_B2 IGBT 模塊即可滿足系統(tǒng)的需求，從而避開了固態(tài)開關(guān)串、并聯(lián)帶來的穩(wěn)定性、可靠性問題，同時(shí)減少了開關(guān)串、并聯(lián)所引入的均壓、均流電路，模塊輸入、輸出采用光纖信號通信，從而提高了系統(tǒng)的抗干擾能力.由于整個(gè)放電回路和IGBT 模塊自身寄生參數(shù)的影響，放電過程中的電流突變會(huì)在IGBT 模塊C 極和E 極之間產(chǎn)生較高的尖峰電壓，擊穿IGBT，為此采用RCD 吸收電路保護(hù)IGBT 模塊，其基本原理是IGBT 模塊開通和關(guān)斷過程中，能量通過二極管存儲(chǔ)到電容器中，IGBT 不工作時(shí)，將能量消耗在電阻中. 根據(jù)實(shí)際電路仿真，電容器采用6 只CDE 940C16W1P5K-F 并聯(lián)，總?cè)萘繛? μF;電阻采用80 只100 Ω、5 W 金屬膜電阻，每20 只并聯(lián)后作為一個(gè)電阻單元，再兩并兩串聯(lián);二極管采用4 只DSEI 2 ×101，兩并兩串聯(lián)達(dá)到電流和耐壓的要求.

調(diào)制器的保護(hù)主要有過流、過壓及過溫保護(hù)，過流故障利用傳感器進(jìn)行監(jiān)測，可在10 μs 內(nèi)完成以保護(hù)調(diào)制器及IGBT 開關(guān).

1.3 充電系統(tǒng)

隨著脈沖調(diào)制器小型化需求的發(fā)展，人們對充電電源的小型化、輕量化的需求也在增長，而高頻直流充電電源通過提高諧振頻率有效地減小了電源的體積，因此相對于工頻電源具有小型化、輕量化等優(yōu)點(diǎn)而得到了越來越多的關(guān)注.根據(jù)系統(tǒng)指標(biāo)對于電源的功率需求為35 kW，考慮到系統(tǒng)效率以及為后續(xù)調(diào)制器工作能力的提升，課題組實(shí)際設(shè)計(jì)研制的開關(guān)電源峰值功率為50 kW.開關(guān)電源輸出電壓可在1 kV 以內(nèi)任意設(shè)置，這樣有利于測試時(shí)大范圍調(diào)節(jié)輸出電壓. 圖3 給出電源實(shí)物圖，整體尺寸為600 mm×432 mm×311 mm，電源整體質(zhì)量約為100 kg.

圖3 電源實(shí)物Fig.3 Photo of switch supply power

2 實(shí)驗(yàn)與仿真

系統(tǒng)設(shè)計(jì)過程中，使用PSpice 對調(diào)制器進(jìn)行了建模與仿真，主要分析其分布參數(shù)對輸出波形前、后沿及頂降的影響，并根據(jù)仿真結(jié)果進(jìn)行了優(yōu)化設(shè)計(jì).最終的實(shí)測波形表明，高變比脈沖變壓器耦合固態(tài)剛管調(diào)制器輸出的電壓、電流波形完全符合設(shè)計(jì)要求，圖4(a)給出了實(shí)測電壓波形，與圖4(b)所示的仿真結(jié)果基本吻合.

系統(tǒng)調(diào)試完畢后，使用大功率假負(fù)載進(jìn)行了滿功率測試，其測試條件為工作電壓70 kV、負(fù)載阻抗1.4 kΩ、重復(fù)頻率100 Hz，調(diào)制器在0.5 h 連續(xù)開機(jī)條件下工作穩(wěn)定，圖5 給出了重頻工作時(shí)脈沖變壓器初級電流，以及負(fù)載上電壓輸出波形圖. 由圖5 可知，其輸出波形在連續(xù)工作時(shí)具有很好的穩(wěn)定性.

圖6 給出了調(diào)制器實(shí)物圖，其整體尺寸為947 mm×1 127 mm×1 350 mm.

圖4 調(diào)制器輸出電壓波形Fig.4 Test waveforms of modulator's output voltage

圖5 100 Hz 工作時(shí)電壓、電流波形Fig.5 Load voltage and primary current at 100 Hz

圖6 調(diào)制器實(shí)物圖Fig.6 Photo of modulator

3 結(jié) 論

本文中首先介紹了全固態(tài)調(diào)制器的各個(gè)組成部分，重點(diǎn)分析了高變比脈沖變壓器分布參數(shù)對固態(tài)調(diào)制器輸出波形質(zhì)量的影響，在此基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)研制了一臺(tái)脈沖變壓器變比為1∶70 的高壓脈沖固態(tài)調(diào)制器，調(diào)制器整體尺寸為947 mm ×1 127 mm ×1 350 mm.實(shí)驗(yàn)研究表明固態(tài)調(diào)制器在工作電壓70 kV、負(fù)載阻抗1.4 kΩ、脈沖寬度100 μs 條件下實(shí)現(xiàn)輸出脈沖前沿2.8 μs、脈沖后沿2 μs，同時(shí)可實(shí)現(xiàn)在100 Hz 條件下長時(shí)間穩(wěn)定運(yùn)行.

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