陳 瑞

（中國(guó)艦船研究設(shè)計(jì)中心，武漢 430064）

0 引言

隨著中國(guó)走向海洋強(qiáng)國(guó)的戰(zhàn)略需要，大型艦船將陸續(xù)列裝。對(duì)于大型艦船電力系統(tǒng)重要組成部分的大容量充放電裝置也提出了新的需求，要求能量雙向可逆即充放電集中一體化設(shè)計(jì)。SVPWM整流與逆變技術(shù)應(yīng)用將有效地提高充放電裝置的效率，提高蓄電池使用壽命，減少放電箱配置，降低裝置對(duì)電網(wǎng)的污染程度等。實(shí)現(xiàn)SVPWM與電網(wǎng)電壓的同步是充放電裝置可靠運(yùn)行所必須的，為確保同步信息的快速準(zhǔn)確獲取，軟鎖相環(huán)SPLL技術(shù)獲得了廣泛的應(yīng)用[1]。

現(xiàn)階段電網(wǎng)同步信息的捕獲仍較多采用過(guò)零比較器，雖然該方法在工程上容易實(shí)現(xiàn)，但鎖相速度和精度十分有限[2]。采用基于單同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換的鎖相環(huán)(SPLL)技術(shù)能有效提高鎖相的速度和精度，但鎖相過(guò)程中仍然無(wú)法使動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度與穩(wěn)態(tài)精度達(dá)到最佳平衡點(diǎn)。尤其在三相電壓畸變、不平衡時(shí)為了解決三相電壓不對(duì)稱時(shí)的鎖相問(wèn)題，文獻(xiàn)[3,4]提出了基于解耦的雙同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換的鎖相環(huán)(SPLL)方法，然而其結(jié)構(gòu)復(fù)雜、計(jì)算量大，工程實(shí)現(xiàn)難度較大。

本文旨在單同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換的鎖相環(huán)(SPLL)的基礎(chǔ)上加以改進(jìn)，使得其結(jié)構(gòu)比較簡(jiǎn)單，動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度快，對(duì)畸變不平衡輸入電壓有很強(qiáng)的抑制作用。由基于改進(jìn)型軟鎖相環(huán)(SPLL)的可逆SVPWM整流器組成的大容量充放電裝置，將充分提高其運(yùn)行的穩(wěn)定性和可靠性。

1 軟鎖相環(huán)SPLL

1.1 軟鎖相環(huán)SPLL原理

平衡負(fù)載條件下的理想三相電壓可以用下列函數(shù)表示,其中，Um代表相電壓的基波幅值，輸出交流電壓的頻率為?，角頻率ω＝2πf，初相角φ。經(jīng)過(guò)從a-b-c三相到α-β兩相的Clarke變換和從α-β兩相到d-q兩相的Park變換可得

(3)式表明頻率沒(méi)有鎖定時(shí)，uq是一個(gè)交流分量，在頻率鎖定，相位沒(méi)有鎖定時(shí)，它是一個(gè)直流分量，其大小代表鎖相輸入與輸出之間的相位差信息。在頻率，相位完全捕獲的情況下，有ω'＝ω,φ＝0，此時(shí)uq＝0，它是恒定的直流分量，而且它并不隨電源電壓幅值的變化而變化?？梢钥闯?，只有頻率和相位完全捕獲的情況下才有uq＝0，所以通過(guò)把uq調(diào)節(jié)為0，就可以達(dá)到鎖相的目的。

(3)式中的輸出角頻率

由于完全捕獲相位后ω′保持不變，故有θ′＝ω′t。令輸入a相電壓相位θ＝ωt+φ，則(3)式轉(zhuǎn)化為

這樣就獲得了相位差θ-θ′的 表達(dá)式sin(θ-θ′)，利用這個(gè)偏差就能實(shí)現(xiàn)相位的反饋控制，三相電壓平衡時(shí)同步鎖相環(huán)的結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示。將uq連接到PI調(diào)節(jié)器的輸入端，在相位差Δθ＝θ-θ'較大時(shí)，對(duì)輸入三相電壓進(jìn)行鎖相的過(guò)程是一非線性過(guò)程，可通過(guò)負(fù)反饋將uq調(diào)節(jié)到足夠小，也就能使得Δθ達(dá)到很??；當(dāng)相位差Δθ較小時(shí)，sin(θ-θ′)≈θ-θ′，進(jìn)行鎖相的過(guò)程可近似為一線性過(guò)程，uq的大小代表輸入電壓相位和輸出相位之間的差值，uq經(jīng)PI調(diào)節(jié)器輸出角頻率誤差信號(hào)Δω，Δω與基波角頻率ωo相加后得到角頻率ω′，經(jīng)積分后得到最終的輸出相位θ′。由于該結(jié)構(gòu)是Ⅱ型系統(tǒng)，故能實(shí)現(xiàn)無(wú)靜差地跟蹤斜坡信號(hào)θ＝ωt，實(shí)現(xiàn)相位的完全鎖定。

1.2 改進(jìn)的軟鎖相環(huán)SPLL

由于三相負(fù)載不平衡、大容量單相負(fù)載的使用、不對(duì)稱故障和非全相運(yùn)行、非全換位輸電線或緊湊型輸電線等問(wèn)題，常常使得三相電網(wǎng)處于不平衡狀態(tài)，即造成三相電網(wǎng)電壓的幅值、相位不對(duì)稱。上面提到的鎖相環(huán)在三相電壓不對(duì)稱時(shí)不能準(zhǔn)確的捕獲a相相位，必須對(duì)其進(jìn)行改進(jìn)。

在三相電網(wǎng)電壓不平衡時(shí)，根據(jù)對(duì)稱分量法，可將電網(wǎng)電壓（只考慮基波電壓）分解為正序電壓分量、負(fù)序電壓分量和零序電壓分量。即有（5）式。

（5）式中，V+、V-、V0分別為正序、負(fù)序、零序基波電壓的幅值；φ+、φ-、φ0分別為正序、負(fù)序、零序基波電壓的初始相位。于是鎖相環(huán)捕獲的相位就為正序電壓分量的a相相位。

(5)式經(jīng)Clarke變換可得（6）式。再分別經(jīng)Park變換和反Park變換可得（7）式。

令θ+＝ωt+φ+、θ＝ω't，則(7)式變?yōu)椋?/p>

由式(8)可以看出，uq+中包含我們需要的相位差的表達(dá)式sin(θ+-θ′)，同時(shí)含有高頻分量sin((ω+ω')t+φ-)，且ω+ω' ≈ 2ω。若經(jīng)過(guò)濾波，將這些高頻分量濾除，則SPLL的輸出就不受負(fù)序、 零序和諧波的影響。這就保證了在畸變、不平衡輸入電壓的情況下，SPLL能夠正確地鎖定輸入電壓的基波正序。關(guān)于濾波，因系統(tǒng)中存在兩個(gè)積分環(huán)節(jié)，對(duì)高頻分量有較強(qiáng)的抑制作用，但是當(dāng)在三相輸入電壓嚴(yán)重不平衡時(shí)，負(fù)序分量很大，若要將其完全濾除，所需時(shí)間較長(zhǎng)，從而影響系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)時(shí)間。為此，可在uq后加入一個(gè)陷波(Notch)濾波器來(lái)濾除2倍頻基波負(fù)序分量的濾除，其改進(jìn)的三相電壓不平衡時(shí)同步鎖相環(huán)的結(jié)構(gòu)框圖如圖2所示，從而在保證濾除負(fù)序分量的情況下，系統(tǒng)有較短的動(dòng)態(tài)響應(yīng)時(shí)間。

2 基于改進(jìn)型SPLL充放電裝置的控制方案

根據(jù)蓄電池的恒壓限流充電特性建立直流側(cè)電壓外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)裝置控制策略，如圖3所示，其中電壓外環(huán)保證裝置快速跟蹤給定電壓、提高直流側(cè)輸出電壓的穩(wěn)定性，電流內(nèi)環(huán)用于減小裝置無(wú)功功率直流分量、穩(wěn)定系統(tǒng)輸出的有功功率以及改善系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)性能。

控制系統(tǒng)首先通過(guò)電壓電流檢測(cè)獲取三相電網(wǎng)電壓和電流，經(jīng)由改進(jìn)型軟鎖相環(huán)SPLL計(jì)算出θ；然后將電流進(jìn)行坐標(biāo)變換，計(jì)算出瞬時(shí)有功分量Id和無(wú)功分量Iq作為反饋值；有功分量給定值Id*通過(guò)電壓外環(huán)經(jīng) PI調(diào)節(jié)器獲得，無(wú)功功率給定值Iq*設(shè)置為0，實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)；然后將反饋值Id、Iq與給定值Id*、Iq*比較后輸入 PI調(diào)節(jié)器，得到整流器交流側(cè)電壓ud和uq，再經(jīng)兩相dq同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)/兩相αβ靜止坐標(biāo)變換，轉(zhuǎn)換成交流側(cè)電壓矢量uα和uβ，最終利用 SVP WM調(diào)制算法，產(chǎn)生6路觸發(fā)脈沖，控制裝置中可逆PWM整流器中開(kāi)關(guān)器件IGBT的導(dǎo)通和關(guān) 斷，實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)電流正弦化、單位功率因數(shù)運(yùn)行、能量雙向流動(dòng)、輸出電流脈動(dòng)小等控制目標(biāo)。

3 仿真分析

3.1 改進(jìn)的軟鎖相環(huán)SPLL仿真

改進(jìn)的軟鎖相環(huán)SPLL仿真模型如圖4所示，陷波濾波器參數(shù)為ωn=6281/s，ξ=0.95；PI調(diào)節(jié)器參數(shù)為kp=248，ki=250 1/s。

三相不平衡輸入電壓為Ua：Ub：Uc=1：0.8：1.2，其仿真波形如圖5所示，uq經(jīng)陷波濾波器能很好地濾去2倍頻高頻成分，一個(gè)周波內(nèi)且相位差比較小，能快速精準(zhǔn)地鎖定相位。三相注入50%的5次諧波，其仿真波形如圖6所示，uq經(jīng)陷波濾波器濾除高頻成分有限，但相位差比較小且平均值為0，能快速可靠地鎖定相位。

3.2 基于改進(jìn)型軟鎖相環(huán)SPLL的可逆SVPWM整流器仿真

按圖3所示主電路仿真參數(shù)為：交流電源線電壓 380 AC，經(jīng)過(guò)變壓器降壓到線電壓 240 VAC，L=1 mH，C=4700 μF，額定容量40 kW，直流側(cè)電壓400 VDC。

整流時(shí)a相電壓電流波形如圖7所示，從圖中可以看出，交流側(cè)電壓和電流處于同相，可逆SVPWM整流器工作于整流工況，無(wú)功功率接近于 0，有功功率為正，電網(wǎng)向負(fù)載提供能量。電流波形平滑且近似正弦波，功率因數(shù)近似為1。

逆變時(shí)a相電壓電流波形如圖8所示，從圖中可以看出，交流側(cè)電壓和電流處于反相，可逆SVPWM整流器工作于逆變工況，無(wú)功功率接近于0，有功功率為負(fù)，說(shuō)明電網(wǎng)在吸收能量。電流波形平滑且近似正弦波，功率因數(shù)近似為-1。

4 結(jié)語(yǔ)

本文采用在單同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換輸出與PI調(diào)節(jié)器間增加陷波濾波器，以便在設(shè)計(jì)低通濾波器（PI調(diào)節(jié)器）時(shí)，在濾波器的魯棒性和動(dòng)態(tài)響應(yīng)之間容易做出折中的選擇，既滿足了三相電壓畸變不平衡對(duì)相位檢測(cè)的干擾抑制，也相應(yīng)的保證了鎖相環(huán)的響應(yīng)速度，從而改進(jìn)單同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換的鎖相環(huán)SPLL的性能和適應(yīng)性，具備收斂速度快、相位估計(jì)精度高、抗干擾能力強(qiáng)等特性?；诟倪M(jìn)型SPLL的可逆SVPWM整流器在大容量充放電裝置中的應(yīng)用方案，采用電壓外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制策略，使充放電裝置在電網(wǎng)電壓發(fā)生畸變不平衡時(shí)，能夠快速、準(zhǔn)確地跟蹤電網(wǎng)電壓相位變化；同時(shí)，在蓄電池恒壓充放電時(shí)，裝置均能以單位功率因數(shù)運(yùn)行，系統(tǒng)響應(yīng)速度快，穩(wěn)態(tài)性能好，為艦船提供穩(wěn)定可靠的大容量充放電裝置。

[1]王晶，徐愛(ài)親，翁國(guó)慶．動(dòng)態(tài)電壓恢復(fù)器控制策略研究綜述[J]．電力系統(tǒng)保護(hù)與控制，2010，38(1)：145-150．

[2]XU L，BJARNE R A，PHILLIP C．VSC transmission operation under unbalanced AC conditions ana1ysis and control design [ J ]． IEEE Trans on Power Delivery，2005，20(1)：327-434．

[3]Bart Meersman，Jeroen De Kooning，et al．Overview of PLL methods for Distributed Generation units[ C ]．UPEC2010，31st Aug-3rd Sept 2010．

[4]張治俊，李 輝，張 煦．基于單／雙同步坐標(biāo)系的軟件鎖相環(huán)建模和仿真[J]．電力系統(tǒng)保護(hù)與控制，2011，39(11)：134-144．