馬 煥，王康平，楊 旭，甘永梅

（西安交通大學電氣工程學院，西安710049）

GaN器件的LLC諧振變換器的優(yōu)化設計

馬 煥，王康平，楊 旭，甘永梅

（西安交通大學電氣工程學院，西安710049）

首先介紹了LLC諧振變換器的工作原理，詳細分析了基于增強型氮化鎵（eGaN）場效應晶體管的LLC諧振變換器的開關過程。分析結果表明，通過調節(jié)死區(qū)時間可以避免GaN晶體管的反向導通，從而減小損耗；通過減小高頻功率回路電感可以減小功率回路的振蕩。再對死區(qū)時間和功率回路布線分別進行了優(yōu)化，由于GaN晶體管柵源電壓安全裕量很小，為確保器件安全，對驅動回路布線進行優(yōu)化；最后設計了1臺輸入電壓為48 V、輸出電壓為12 V、輸出功率為100 W、開關頻率為1 MHz的LLC實驗樣機，并進行了實驗驗證。實驗結果表明，高頻功率回路電感從5.6 nH降為0.4 nH時，下管關斷時的漏源電壓超調由15%下降到6.7%，另外驅動功率回路采用單層布線帶屏蔽層的布線方式后，開關管的驅動電壓幾乎沒有振蕩。

LLC；氮化鎵器件；死區(qū)時間；寄生電感；布線

引言

高效率、高功率密度是DC/DC電源一直追求的目標。提高開關頻率可以有效減小無源器件的尺寸，從而提高功率密度［1］。然而提高開關頻率會增加開關損耗，降低效率。LLC諧振變換器的出現(xiàn)有效地改善了這一問題，LLC可以實現(xiàn)原邊開關管的零電壓開通ZVS（zero voltage switch）以及副邊二極管的零電流關斷ZCS（zero current switch），減小了開關損耗。另外，LLC電路可以將漏感集成在變壓器中，很大程度上減小了電源的體積和尺寸，實現(xiàn)高功率密度［2-6］。

本文選用增強型氮化鎵eGaN（enhancementmode Gallium Nitride）場效應晶體管作為LLC的開關管，eGaN FET是近幾年出現(xiàn)并逐步商業(yè)化的熱門新材料器件［7］。相比于硅MOSFET，GaN晶體管有開關速度快、尺寸小、無反向恢復等優(yōu)點，用GaN晶體管替換硅MOSFET可以大幅度提升開關頻率，同時保持了良好的效率指標，具有很好的發(fā)展趨勢［8-9］。將其應用到POL（point of load）、DC/DC等低壓、小功率的電源裝置中，可以極大地提高這些領域電源裝置在功率密度、效率等方面的性能［10］。

然而GaN晶體管也存在一些應用難點。首先，GaN晶體管反向導通時的導通壓降比硅MOSFET大，相比于硅MOSFET會產生更大的損耗［8，11-12］；其次，由于功率回路中不可避免地存在寄生電感，當電流迅速變化時，在開關器件兩端會產生很高的尖峰過電壓，造成電路誤動作、EMI超標，甚至器件擊穿損壞。另外，GaN晶體管柵極能承受的極限電壓只有6 V，而柵極電壓在4.5～5.5 V時才能使器件的通態(tài)溝道電阻降到滿意的范圍，可見其噪聲容限僅有1 V左右。GaN晶體管在這方面產生的影響比硅MOSFET明顯，因此更應減小其高頻功率回路電感及驅動回路電感，改善功率回路和驅動回路的振蕩問題［13］。因此，結合GaN晶體管的這些特點，對LLC電路進行優(yōu)化是很有必要的。

本文首先分析了LLC的工作原理，詳細分析了LLC的開關過程，然后對死區(qū)時間、功率回路布線和驅動回路布線分別進行了優(yōu)化，最后搭建了48 V／12 V、100 W、1 MHz的LLC硬件電路，進行了實驗驗證。

1 LLC的基本原理

LLC的主電路拓撲見圖1，變壓器初級側由2個開關管構成半橋結構，次級側為全波整流，變壓器帶中心抽頭。

圖1 LLC諧振變換器Fig.1 LLC resonant converter

LLC共有3個諧振元件：諧振電感Lr、勵磁電感Lm和諧振電容Cr，存在2個諧振頻率fr1和fr2，其表達式分別為

圖2 LLC諧振變換器的直流增益特性Fig.2 DC gain characteristic of LLC resonant converter

本文電路額定工作點設計在 fs＝fr1處，此時GaN晶體管可在全負載范圍內實現(xiàn) ZVS，同時又可保證變壓器副邊二極管的ZCS，減小了開關損耗。

2 基于GaN晶體管的LLC開關過程的分析

GaN晶體管與硅MOSFET的開關特性相似，只是在反向導通時有些區(qū)別。當硅MOSFET在關斷期間承受的反壓達到體二極管導通的壓降時，其體二極管導通。GaN晶體管有一個自身的特點：其柵源電壓Vgs或柵漏電壓Vgd高于閾值電壓Vth時，GaN晶體管均可導通。當GaN晶體管漏源極開始承受反向電壓，柵源電壓Vgs為0（未加驅動）時，柵漏電壓Vgd與源漏電壓Vsd相等。當漏源電壓Vsd上升到Vth時，GaN晶體管反向導通。當反向電流為0 A時反向導通壓降為1.4 V，反向電流為20 A時導通壓降為2.2 V，其反向導通壓降較硅MOSFET大很多。

LLC電路可以實現(xiàn)ZVS，在器件開通時沒有損耗和振蕩，開通損耗可以忽略不計，本文重點分析開關管的關斷過程。由于上管和下管的關斷過程是一樣的，本文以下管為例詳細分析其關斷過程，其等效簡化電路見圖3。因流過諧振電感的電流在開關瞬態(tài)變化很小，所以可等效為恒定電流源ir。其中分別為2個GaN晶體管的輸出電容，Lloop為高頻功率回路電感，其包括器件的封裝電感、PCB布線電感、母線電容的等效串聯(lián)電感。

LLC的開關過程波形如圖4所示，LLC下管關斷過程可以分為5個階段：

第1階段（t0～t1）：t0時刻，Q2的溝道電流iQ2在驅動電壓Vgs2的作用下開始下降，同時中點電位Va（即Q2的漏源電壓Vds2）開始上升，則流過的電流分別為

此階段直到溝道電流iQ2下降到0時結束，等效簡化電路見圖5（a）。

第2階段（t1～t2）：這段時間內溝道電流iQ2已下降到0，諧振電流ir只流過和，Vds1繼續(xù)下降，Vds2繼續(xù)上升，此階段直到Vds1下降到0結束，等效簡化電路圖見圖5（b）。

第3階段（t2～t3）：諧振電流ir繼續(xù)對充放電，Vds1反向增加。當Vds1反向增加到閾值電壓Vth時，Q1反向導通。

第4階段（t3～t4）：t3時刻Q1反向導通，其等效簡化電路見圖5（c），高頻功率回路電感Lloop與COSS2構成二階振蕩電路，電流和電壓Vds2出現(xiàn)振蕩，則振蕩頻率為

第5階段（t4～t5）：t3時刻給Q1加驅動電壓，Q1的溝道電阻RDS減小，Vds1由反向導通壓降VD減小到RDSIr，而Vds2下降到Vin+RDSIr。等效簡化電路見圖5（d）。

圖3 等效簡化電路Fig.3 Equivalent simplified circuit

圖4 開關過程的波形Fig.4 Waveforms of switching process

圖5 不同階段的等效電路Fig.5 Equivalent circuits for different stages

3 LLC的優(yōu)化設計

3.1 死區(qū)時間的優(yōu)化

從以上開關過程的分析中可以看出，開關管Q1的漏源電壓在下降到0之后繼續(xù)反向增加，直到給Q1加驅動電壓后才重新降為0。GaN晶體管因反向導通壓降較硅MOSFET大，這段時間內損耗較大，因此需對死區(qū)時間進行優(yōu)化。優(yōu)化死區(qū)時間一般的做法會在開關管的漏源電壓降為0以后給開關管施加驅動電壓，以防直通。本文中調節(jié)死區(qū)時間強調的是在開關管的漏源電壓降為零時使開關管的溝道導通，從開關過程的詳細分析中看出，不會存在直通現(xiàn)象，并且可以避免Q1的反向導通。

3.2 功率回路電感的優(yōu)化

從以上開關過程的分析中可以看出，高頻功率回路電感與Q2的輸出電容構成二階振蕩電路，Q2漏源電壓出現(xiàn)寄生振蕩和過電壓。Lloop越大，造成功率回路的寄生振蕩越嚴重。對上下管開關過程中寄生振蕩的影響類似。因此采用具有較低高頻功率回路電感的功率回路布局與布線方式是很有必要的。

本文所使用的功率回路布局與布線方式如圖6［13］所示，2個GaN晶體管以及輸入電容均位于PCB的同一面，4個輸入電容并聯(lián)放置在2個開關管的一側，其高頻功率回路電感Lloop=0.4 nH。

圖6 功率回路布局與布線Fig.6 Layout of power loop

3.3 驅動回路電感的優(yōu)化

GaN晶體管柵極能承受的極限電壓只有6 V，而柵極電壓在4.5～5.5 V之間時才能使器件的通態(tài)溝道電阻降到滿意的范圍，其噪聲容限僅有1 V左右。因此需減小驅動回路電感，從而降低驅動回路的電壓振蕩，防止器件擊穿，提高器件的可靠性。本文比較了以下2種不同的驅動回路布線方式：（1）單層布線方式：盡可能地減小回路的導線長度以及其所包圍的面積；（2）單層布線帶屏蔽層方式：在一個回路的正下方放置一個完整的良導體平面，利用屏蔽層的去磁作用減小回路的等效電感。屏蔽層越靠近回路去磁效果越好。

本文通過電磁仿真軟件Maxwell對各布線方式進行了比較，不同驅動布線方式下的電流密度分布見圖7，各驅動布線方式下的等效電感值如表1所示。由表可知，單層布線帶屏蔽層方式較單層布線方可以明顯降低驅動回路電感。因此本文驅動回路布線采用單層布線帶屏蔽層方式。

圖7 不同驅動布線方式下的電流密度分布Fig.7 Current density distributions with different driving loops

表1 不同驅動布線方式下的電感仿真結果Tab.1 Simulation inductances with different driving loops nH

4 實驗驗證

本文搭建了1個48 V/12 V、100 W、1 MHz的LLC硬件電路，GaN晶體管型號選用EPC2001，驅動芯片型號為LM5113，二極管型號為MBR4060PT。驅動芯片和GaN晶體管之間未加驅動電阻。圖8為實驗所搭建的實驗樣機，在此硬件平臺上分別對死區(qū)時間與功率回路電感優(yōu)化進行了驗證。

圖8 LLC實驗樣機Fig.8 Experimental prototype of LLC resonant converter

本文通過調節(jié)死區(qū)時間，使得器件的漏源電壓Vds在下降到0時器件的溝道導通。死區(qū)時間為40 ns、20 ns和15 ns時的實驗波形如圖9所示，其中Vds2、Vgs2分別為下管的漏源電壓和驅動電壓。由圖可以看出，圖9（a）中下管存在反向導通，將產生額外的反向導通損耗；圖9（c）中驅動電壓出現(xiàn)密勒平臺，說明開關管未完全實現(xiàn)ZVS；圖9（b）中在Vds2為0時使得Q2溝道導通，既保證了Q2的完全ZVS開通，又最大限度地避免了GaN的反向導通，是最優(yōu)化的情況。

圖9 不同死區(qū)時間的實驗波形Fig.9 Experimental waveforms with different dead time

圖10為高頻功率回路電感為5.6 nH和0.4 nH的功率回路電壓波形。從圖中可以看出，當高頻功率回路電感由5.6 nH降為0.4 nH時，下管關斷時的漏源級過電壓由7.2 V降為3.2 V，超調由15%下降到6.7%。說明通過優(yōu)化布局和布線可以減小高頻功率回路電感，從而可以減小過電壓和振蕩。

圖11為下管的驅動電壓波形，從圖11中可以看出下管的驅動電壓幾乎沒有振蕩。說明本文所采用的驅動回路布線方式可以有效地減小驅動回路電感，從而減小器件柵源間過電壓，提高器件的可靠性。

圖10 不同高頻功率回路電感的Vds2波形Fig.10 Waveforms of Vds2with different high power loop inductances

圖11 Vgs2波形Fig.11 Waveform of Vgs2

5 結語

本文結合GaN晶體管的特點詳細分析了LLC諧振變換器的開關過程，對LLC電路的死區(qū)時間和功率回路布線以及驅動回路布線進行了優(yōu)化。最后搭建了48 V/12 V，100 W，1 MHz的LLC實驗樣機。通過調節(jié)死區(qū)時間，在器件的漏源電壓下降到0時使器件的溝道導通，避免器件的反向導通，可以最大限度地降低反向導通損耗；同時通過實驗驗證了本文所采用的功率回路布局與布線方式具有較小的高頻功率回路電感，功率回路電壓振蕩得到了明顯的改善；同樣通過實驗驗證了單層布線帶屏蔽層的驅動回路布線方式可以有效地降低驅動回路電感，從而使器件的柵源電壓幾乎無振蕩，確保了器件的安全。

［1］Lu B，Liu W，Liang Y，et al.Optimal design methodology for LLC resonant converter：proceedings of the Applied Power Electronics Conference and Exposition，APEC 2006 Twenty-first Annual IEEE，2006［C］.IEEE.

［2］趙敏杰，戴瑤，張懷武.LLC諧振變換器的參數(shù)設計［J］.磁性材料及器件，2011，42（2）：53-57.Zhao Minjie，Dai Yao，Zhang Huaiwu.Design of the parameters in LLC resonant converter［J］.Magnetic Materials and Devices，2011，42（2）：53-57（in Chinese）.

［3］馬皓，祁豐.一種改進的LLC變換器諧振網絡參數(shù)設計方法［J］.中國電機工程學報，2008，28（33）：6-11.Ma Hao，Qi Feng.An improved design method for resonant tank parameters of LLC resonant converter［J］.Proceedings of the CSEE，2008，28（33）：6-11（in Chinese）.

［4］胡海兵，王萬寶，孫文進，等.LLC諧振變換器效率優(yōu)化設計［J］.中國電機工程學報，2013，33（18）：48-56.Hu Haibing，Wang Wanbao，Sun Wenjin，et al.Optimal efficiency design of LLC resonant converters［J］.Proceedings of the CSEE，2013，33（18）：48-56（in Chinese）.

［5］歐陽茜，吳國良，錢照明.LLC諧振全橋 DC/DC變流器的優(yōu)化設計［J］.電力電子技術，2008，41（1）：15-16.Ou yangqian，Wu Guoliang，Qian Zhaoming.Optimal design considerations of the LLC resonant full-bridge DC/DC converter［J］.Power Electronics，2008，41（1）：15-16（in Chinese）.

［6］Yang B，Lee FC，Zhang A，et al.LLC resonant converter for front end DC/DC conversion：proceedings of the Applied Power Electronics Conference and Exposition，APEC 2002 Seventeenth Annual IEEE，2002［C］.IEEE.

［7］GaN Transistors for Efficient Power Conversion-Chapter 1.pdf［M］.http://epc-co.com/epc/DesignSupport/WhitePapers.aspx.

［8］Reusch D，Gilham D，Su Y，et al.Gallium Nitride based 3D integrated non-isolated point of load module［C］//Proceedings of the Applied Power Electronics Conference and Exposition（APEC），2012 Twenty-Seventh Annual IEEE.2012：38-45.

［9］Shenai K，Shah K，Huili X.Performance evaluation of silicon and gallium nitride power FETs for DC/DC power converter applications［C］//Proceedings of the Aerospace and Electronics Conference（NAECON）.Proceedings of the IEEE 2010 National.2010：317-321.

［10］Matsuura K，Yanagi H，Tomioka S，et al.Power-density development of a 5MHz-switching DC-DC converter［C］// Proceedings of the Applied Power Electronics Conference and Exposition（APEC）.Twenty-seventh Annual IEEE，2012：2326-2332.

［11］Zhang Weimin，Long Yu，Zhang Zheyu，et al.Evaluation and comparison of silicon and gallium nitride power transistors in LLC resonant converter［C］//Proceedings of the Energy Conversion Congress and Exposition（ECCE）.2012 IEEE，2012：1362-1366.

［12］Wang Kangping，Yang Xu，Zeng Xiangjun，et al.Analytical loss model of low voltage enhancement mode GaN HEMTs［C］//Proceedings of the Energy Conversion Congress and Exposition（ECCE）.2014 IEEE，2014：100-105.

［13］Reusch D，Strydom J.Understanding the effect of PCB layout on circuit performance in a high frequency gallium nitride based point of load converter［C］//Proceedings of the Applied Power Electronics Conference and Exposition（APEC）.2013 Twenty-Eighth Annual IEEE，2013：649-655.

Optimal Design of GaN-based LLC Resonant Converter

MA Huan，WANG Kangping，YANG Xu，GAN Yongmei
（School of Electrical Engineering，Xi’an Jiaotong University，Xi’an 710049，China）

Firstly，the operating principle of LLC resonant converter was discussed and the switching transition of enhancement-mode Gallium Nitride（eGaN）based LLC resonant converter was analyzed in detail.The results show that the reverse conduction of eGaN transistors can be avoided by adjusting the dead time and the oscillation of power loop can be decreased by reducing the high frequency power loop inductance.Then the dead time and power loop layout were optimized and the driving loop layout was carefully optimized to ensure safety of GaN transistors because the safety margin of the eGaN transistors’gate-source voltage is very small.Finally，a 1 MHz，100 W，48 V／12 V LLC experimental prototype was built to verify the design.The experimental results show that the overshoot of transistors’drain-source voltage was reduced from 15%to 6.7%when the high frequency power loop inductance was reduced from 5.6 nH to 0.4 nH.In addition，the transistors’gate-source voltage shows almost no oscillation when the single layer with a shielding layer layout was applied in the driving loop.

LLC；GaN transistor；dead time；parasitic inductance；layout

馬煥

馬煥（1990-），女，碩士研究生，研究方向：開關電源，E-mail：mahuan1224@st u.xjtu.edu.cn；

王康平（1989-），男，博士研究生，研究方向：電力電子集成技術，E-mail：wang kangping@stu.xjtu.edu.cn；

楊旭（1972-）通信作者，男，教授，博士生導師，研究方向：電力電子集成技術、開關電源技術、自動控制技術，E-mail：yangxu@mail.xjtu.edu.cn；

甘永梅，女，副教授，博士生導師，研究方向：現(xiàn)場總線技術，E-mail：ymgan@mail.xjtu.edu.cn。

10.13234/j.issn.2095-2805.2015.1.21

：TM 46

：A

2014-07-25

臺達環(huán)境與教育基金會資助項目

Project Supported by Delta Environment and Education Foundation