牛萍娟 付賢松 任夢奇 楊新璇 韓變?nèi)A

（1.天津工業(yè)大學電氣工程與自動化學院 天津 中國 300387 2.天津工業(yè)大學電子與信息工程學院 天津 中國 300387 3.天津工大海宇半導體照明有限公司 天津 中國 300300）

1 引言

LED 驅(qū)動電源可以說是LED 照明設備的心臟，LED 照明光源本身的長壽命、節(jié)能環(huán)保的特點決定其對LED 驅(qū)動電源的壽命、功率因數(shù)、諧波含量、效率等設計指標必然要求越來越高。本文提出的基于NXP 公司的SSL1750T 控制芯片[1]的LED 驅(qū)動電源設計，具有長壽命、低成本、高功率因數(shù)和高效率的優(yōu)點，并能夠符合 IEC61000—3—2 規(guī)定的class-D 諧波標準[2]。

SSL1750T是NXP 公司推出的GreenChip III 系列產(chǎn)品中的一款芯片[3]，即所謂的第三代綠色開關電源控制芯片，而SSL1750T 專門針對于LED 驅(qū)動應用。它將PFC 控制和反激控制集成在一起，這種高集成度使得電源設計只需要采用很少的外部元件，從而實現(xiàn)低成本、高可靠性的電源設計，應用的最大功率范圍可達250W。SSL1750T 在重載或滿載輸出時工作于準諧振模式，輕載輸出時工作于斷續(xù)、“谷底導通”模式，以及極輕載或空載輸出時使PFC 控制電路工作于“脈沖跳躍”模式而反激控制電路工作于降頻模式，從而實現(xiàn)整個輸出負載范圍內(nèi)的高效率，并且在“脈沖跳躍”模式下，加入了軟啟動和軟關斷功能，以消除音頻噪聲。SSL1750T具有完善的保護功能，包括過電壓保護（OVP）、過電流保護（OCP）和過溫保護（OTP）。

SSL1750T 采用了高壓BCD800 工藝，可以直接從交流輸入整流后的火線電壓上啟動，其二次低壓絕緣硅（SOI）芯片實現(xiàn)精確、高速保護功能和控制。

2 SSL1750T 工作機理分析

2.1 芯片原理框圖及典型應用電路

SSL1750T 共有16 個引腳，SO16 封裝，其引腳及內(nèi)部結(jié)構如圖1 所示。

圖1 SSL1750T 內(nèi)部原理框圖Fig.1 Internal block diagram of SSL1750

SSL1750T 典型應用電路圖如圖2 所示，交流輸入電壓經(jīng)過全橋整流后，再經(jīng)過一級Boost 電路實現(xiàn)PFC 控制[4]，然后再經(jīng)過一級反激變換器實現(xiàn)目標輸出。

圖2 SSL1750T 典型應用電路Fig.2 Typical applicated circuit of SSL1750T

2.2 SSL1750T 的PFC 控制機理

SSL1750T 的PFC 設計為恒壓輸出的Boost 變換器控制器，始終運行于準諧振模式或是“谷底導通”的電流斷續(xù)模式，PFC 最大開關頻率限定在約125kHz，實際上當PFC 控制處于限頻狀態(tài)時，電路必然工作在斷續(xù)狀態(tài)，這時將有一個或多個谷底檢測信號被忽略。而當PFC 工作于準諧振模式時，其開關頻率必定小于限頻值。PFC 開關頻率由輸入電壓、輸出功率以及PFC 電感量所決定，這也同時決定PFC 的工作模式：準諧振或是斷續(xù)定頻。

SSL1750T 的PFC 采用導通時間控制來實現(xiàn)輸出恒壓控制，導通時間由VINSENSE 引腳（Pin7）電壓和PFCCOMP 引腳（Pin6）電壓共同決定。在PFC 電路穩(wěn)態(tài)下，交流輸入正弦電壓的半波周期內(nèi)，PFC 開關管的導通時間保持不變。這樣無需檢測輸入電壓的相位就可實現(xiàn)高功率因數(shù)。但這種控制方式存在諧波限制的問題，在輸出重載，正弦波輸入電壓的半波周期內(nèi)，輸入電壓瞬時值由低到高變化過程中，PFC 工作模式如果一直保持斷續(xù)限頻模式，輸入電流諧波效果會比較差，如果能夠較早的由斷續(xù)定頻模式進入到準諧振模式，則輸入電流波形諧波效果會比較好，如圖3和圖4 所示。

圖3 PFC 電流保持斷續(xù)Fig.3 PFC current keep discontinuous

圖4 PFC 電流進入準諧振模式Fig.4 PFC current enter QR mode

如圖3，如果PFC 電感電流在整個正弦半波周期內(nèi)始終保持斷續(xù)模式，則開關管導通時間ton和開關周期Tmin將保持恒定，Tmin為

式中，fmax為PFC 限頻值，則PFC 電感平均電流為

式中，去磁時間toff為

瞬時峰值電流ILp為

則式（2）可最終轉(zhuǎn)化為

由于電感電流始終保持斷續(xù)模式，式（6）始終成立。

由式（6）看出ton+toff在正弦半波周期內(nèi)，輸入電壓瞬時值由低到高變化過程中一直遞增，所以，根據(jù)式（5），電感平均電流不能跟蹤輸入電壓正弦波形，產(chǎn)生畸變，諧波效果會較差，如圖3 所示。

如果在輸入電壓正弦半波周期內(nèi)，PFC 電感電流能夠較早地進入準諧振模式，忽略諧振周期，PFC近似工作于臨界連續(xù)模式，此時下式成立。

式中，T為開關周期，則電感電流平均值為

可見，在正弦半波大部分周期時間內(nèi)，電感平均電流始終跟隨輸入電壓正弦波形，只是在低壓端，電感電流處于斷續(xù)狀態(tài)時電流波形有點畸變。如圖4 所示。

從上面的分析得出，SSL1750T 的PFC 設計應盡量使其工作在準諧振模式[5]。實際上，在PFC 輸入輸出電壓、功率等目標參數(shù)確定的情況下，PFC電感量直接決定PFC 工作于哪種模式，如下式

根據(jù)式（9），當PFC 設計目標參數(shù)值最大傳輸功率Pinmax，輸入電壓Vacrms，輸出電壓VoPFC確定時，PFC 電感LPFC越大，就越早進入準諧振模式，諧波參數(shù)就做得越好。但在實際設計中，特別是在做寬輸入電壓電源設計時，為保證在輸入電壓上限工作于準諧振模式，PFC 電感量會很大，在輸入電壓下限時開關頻率下降很多，可能會導致電感體積和成本增加到難以承受的地步，所以，在實際SSL1750T的PFC 電感設計時，要折中考慮性能和體積成本。

2.3 SSL1750T 反激控制器

SSL1750T 反激控制采用的是電流型變頻控制策略，通過檢測一次開關管電流峰值控制開關管的關斷，而通過變壓器磁心去磁檢測和反激開關管漏極電壓谷值檢測控制開關管導通。SSL1750T 反激控制器可以工作在多種模式，如圖5 所示。

圖5 SSL1750T 反激控制器工作模式Fig.5 Operation modes flyback of SSL1750T

根據(jù)圖5，SSL1750T 的反激控制器可以設置為當輸出重載或滿載時工作在準諧振模式，輸出輕載時工作在“谷底導通”斷續(xù)模式，此時開關頻率保持不變，為SSL1750T 的反激PWM 頻率限值，典型值125kHz；在極輕負載或空載時，PFC 進入“burst mode”，即所謂的“脈沖跳躍”模式，此時反激控制器工作在降頻模式。

在準諧振模式下，反激變換器的輸出紋波、效率等指標都要優(yōu)于斷續(xù)模式，所以，盡量使反激變換器工作于準諧振模式，這取決于變壓器的設計，同PFC 電感設計類似，這與變壓器的體積和成本相矛盾。準諧振模式下，下式成立。

式中，D為占空比，要使得傳輸功率P盡量小的情況下工作于準諧振模式，要求反激變壓器一次電感Lp很大

而在負載增加時，反激變換器開關頻率會降得很低，使得變壓器體積和成本增加到難以承受的地步，所以在實際SSL1750T 反激設計中，要在兼顧體積和成本的情況下使反激變換器盡量工作于準諧振模式。

3 基于SSL1750T 的LED 驅(qū)動電源設計

從上面的分析可知，基于SSL1750T 的LED 驅(qū)動電源的設計核心在于兩個磁性元件：PFC 電感和反激變壓器的設計，本文重點討論它們的設計方法，并簡要介紹PFC 輸出支撐電容和反激輸出支撐電容設計，其他功率器件以及SSL1750T 外圍電路的設計在相關文獻中都有詳細介紹，本文不再贅述。

3.1 SSL1750T 的PFC 設計

SSL1750T 構成的PFC 控制核心電路如圖6所示。

圖6 SSL1750T PFC 電路Fig.6 PFC circuit of SSL1750T

設計PFC 電感L2，首先確定其電感量。為保證PFC 在整個輸入電壓范圍內(nèi)盡量工作在準諧振模式，同時不至于在輸入電壓下限時因開關頻率太低導致電感體積和成本過大，以輸入電壓下限設計電感，在輸入下限電壓正弦半波周期內(nèi)開關管導通時間最大，設正弦半波峰值處，PFC 處于準諧振工作模式，忽略諧振頻率，則開關管導通時間為

則PFC 電感為

一般取此時的開關頻率60kHz，即T=16.7μs，以使PFC 盡量工作于準諧振模式[6]，如果對器件體積成本要求較嚴，則開關頻率可取得高一點，以減小電感量[7]，此時在輸入電壓增大時諧波效果會差些。

選擇的PFC 電感磁心的磁心截面積和窗口面積應滿足[8]

式中，J為電流密度，自然冷一般取4，風冷可取7以上；k為窗口系數(shù)一般取0.3；η為PFC 電路傳輸效率；ΔBmax為最大磁通密度，取0.28；Pomax為最大輸出功率；Vacrms_min為最小輸入電壓有效值；LPFC為電感量。

電感匝數(shù)N為

電感導線總截面積設計為

如考慮趨膚效應，需采用多股線繞制，則單根導線直徑應滿足

PFC 電感的去磁檢測輔助繞組可按下式設計

VLmax為PFC 電感承受的最大電壓值，可取PFC輸出過電壓保護值。

PFC 輸出支撐電容可根據(jù)要求的PFC 輸出最大電壓紋波峰-峰值來設計，PFC 電容上所承受的最大紋波電流為

則PFC 電容ESR 必須滿足

式中，ΔVPFCp-p為要求的PFC 輸出電壓紋波峰-峰值。

根據(jù)PFC 輸出最大電壓確定電容耐壓值，然后根據(jù)耐壓值和ESR 兩個參數(shù)來選擇PFC 電容。

3.2 SSL1750T 的反激變換器設計

SSL1750T 構成的反激控制核心電路如圖7 所示。

圖7 SSL1750T 反激電路Fig.7 Flyback circuit of SSL1750T

LED 驅(qū)動電源一般是恒流源輸出，輸出電流恒定[9]，而輸出功率范圍是直接通過其輸出電壓范圍表征，即Vo=Vomin～Vomax，設在整個輸出電壓范圍內(nèi)反激變換器都工作在準諧振模式，則有

式中，fFlyback為反激變換器開關頻率；n為一次、二次繞組匝比；Lp為一次電感；Io為輸出電流。

根據(jù)式（22），得出圖8 的關系曲線。

圖8 輸出電壓與開關頻率的關系Fig.8 Relationship of output V and PWM frequency

如果fmax≤125kHz，則有

那么，能保證反激在整個電壓輸出范圍內(nèi)工作在準諧振模式。而在實際設計中一般，可按上限輸出電壓來設計，即

式中，fFlyback可根據(jù)體積成本要求取一個合適的值，如80kHz。

變壓器匝比是根據(jù)一次開關管的最大電壓應力設計的，按下式計算

變壓器磁心選取按下式設計，即磁心截面積Ae和窗口面積AW滿足

式中，J為電流密度，自然冷一般取4，風冷可取7以上；k為窗口系數(shù)一般取0.3；η為PFC 電路傳輸效率；ΔBmax為最大磁通密度，取0.28。

一次繞組匝數(shù)為

二次繞組匝數(shù)為

一次導線截面積

二次導線截面積

如考慮趨膚效應，需采用多股線繞制，則單根導線截直徑應滿足

輔助繞組匝數(shù)

反激輸出支撐電容的設計同PFC 電容，ESR 必須滿足

式中，ΔVop-p為要求的最大輸出電壓紋波峰-峰值，電容紋波電流峰值為

4 設計實例

天津工大海宇半導體照明技術有限公司的易伸LED 路燈系列產(chǎn)品的LED 驅(qū)動電源采用了本文提出的設計方法進行設計，電源的設計規(guī)格見表1。樣機最終的實測數(shù)據(jù)見表2，其實測波形圖如圖9～圖11 所示。

表1 產(chǎn)品設計規(guī)格參數(shù)Tab.1 Product design specifications

表2 滿載時樣機部分實測參數(shù)典型值Tab.2 Typical value measured parameters of prototype parts at full load

從表2 中可以看出，其諧波含量滿足GB17625.1標準要求。

圖9 PFC 在斷續(xù)模式下的開關管DS 及驅(qū)動電壓波形Fig.9 DS and GS voltage waveforms of PFC MOSFET in discontinuous mode

圖10 準諧振模式下PFC 開關管DS 及驅(qū)動電壓波形Fig.10 DS and GS voltage waveforms of PFC MOSFET in QR mode

圖11 滿載輸出時反激的開關管DS 及驅(qū)動電壓波形Fig.11 DS and GS voltage waveforms of flyback MOSFET in full load

實測數(shù)據(jù)和波形都能夠很好的滿足產(chǎn)品的設計目標。

5 結(jié)論

本文詳細分析了SSL1750T 控制芯片的特點和工作機理，在此基礎上以PFC 電感和反激變壓器設計為核心提出了基于SSL1750T 控制芯片的LED 驅(qū)動電源的設計方法，產(chǎn)品設計實例驗證了該方法的合理性和工程實用性。且該方法也可為其他開關電源設計提供參考或直接借用。

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