顧春陽 李永東,2 鄭澤東 高志剛

（1.清華大學(xué)電機(jī)工程與應(yīng)用電子技術(shù)系 北京 100084 2.新疆大學(xué)電氣工程學(xué)院 烏魯木齊 830046 3.北京理工大學(xué)自動化學(xué)院 北京 100084）

1 引言

傳統(tǒng)兩電平變換器無法滿足高壓大容量場合的需要[1]，而多電平變換器正是解決以上問題的方案之一[2]。目前應(yīng)用廣泛的多電平拓?fù)渲饕卸O管鉗位型和級聯(lián)H 橋型等。二極管鉗位型變換器在三電平以上會出現(xiàn)電壓不平衡問題[3,4]。級聯(lián)H 橋變換器采用獨(dú)立直流側(cè)供電，然而級聯(lián)H 橋變換器需要工頻移相變壓器，體積笨重，增加了系統(tǒng)的成本。

針對級聯(lián)H 橋型變換器的問題，很多學(xué)者都提出了解決方案。文獻(xiàn)[5]提出采用兩相供電的功率單元結(jié)構(gòu)，減少所需要的輸入線路個(gè)數(shù)。文獻(xiàn)[6]提出了級聯(lián)H 橋型背靠背變換器，但是這種拓?fù)溆写罅康亩搪烽_關(guān)狀態(tài)，控制的難度增大，可靠性降低。針對直接級聯(lián)H 橋型背靠背變換器短路狀態(tài)多的問題，文獻(xiàn)[7]介紹了一種帶中頻變壓器的多電平變換器拓?fù)?，采用可控整流，諧波性能好。日本學(xué)者Akagi 提出了一種采用高頻變壓器隔離的級聯(lián)H 橋型變換器[8-10]。但是當(dāng)該拓?fù)涓骷壺?fù)載功率不同時(shí)，各電容電壓不平衡，必須采取復(fù)雜的均壓措施。

本文對 Akagi 教授提出的變換器拓?fù)溥M(jìn)行改進(jìn)，提出了一種新型多繞組高頻變壓器隔離式級聯(lián)型多電平變換器拓?fù)?，分析了基于高頻多繞組變壓器的高頻隔離單元的工作原理，給出了多繞組高頻變壓器隔離式多電平變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并給出了包括級聯(lián)H 橋整流器控制和高頻隔離單元控制的控制策略。

本文研究的拓?fù)涫∪チ藗鹘y(tǒng)工頻變壓器，并且通過隔離單元之間的能量交換實(shí)現(xiàn)功率平衡；二次各直流母線相互隔離，可單獨(dú)接負(fù)載運(yùn)行，也可級聯(lián)輸出高壓。該拓?fù)淇捎糜诟邏弘姍C(jī)驅(qū)動，也可將該拓?fù)鋺?yīng)用于電力系統(tǒng)中取代現(xiàn)有的工頻變壓器。另外，該拓?fù)淇捎糜趯刂坪椭亓矿w積要求較高的場合，如機(jī)車牽引、船舶推進(jìn)等。

2 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

本文提出的變換器典型拓?fù)淙鐖D1 所示。將拓?fù)浞譃槿糠郑谝徊糠譃榧壜?lián)H 橋型整流器；第二部分為高頻隔離單元，由高頻H 橋和多繞組高頻變壓器構(gòu)成；第三部分為級聯(lián)H 橋逆變器。

圖1 多繞組高頻變壓器隔離式多電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topology of high-frequency multi-winding transformer isolated multilevel converter

三個(gè)部分的作用分別為級聯(lián)H 橋整流器經(jīng)濾波電感后，直接與電網(wǎng)相連，控制電網(wǎng)工作于單位功率因數(shù)，且保持電網(wǎng)電流近似正弦，減少對電網(wǎng)的諧波污染。在整流器的作用下，若各直流母線均壓良好，則各直流母線電壓均維持在設(shè)定值。高頻隔離單元通過控制各高頻H 橋的工作狀態(tài)，使各電容電壓保持相同，從而實(shí)現(xiàn)電容電壓的均壓控制，同時(shí)由于采用了多繞組高頻變壓器，因此實(shí)現(xiàn)了電氣隔離，避免了某些開關(guān)狀態(tài)產(chǎn)生的短路和環(huán)流等問題。級聯(lián)型逆變器，每個(gè)變換器單元的輸出可以直接連接負(fù)載或進(jìn)行級聯(lián)以輸出高壓，輸出電壓的質(zhì)量和諧波性能都得到改善。

由于所有的一次和二次繞組都交鏈同一個(gè)磁鏈，所以可以直接通過磁場的耦合實(shí)現(xiàn)各級繞組輸出功率的平衡，從而保證H 橋整流器的各級母線電壓的平衡。在具體的控制中，可以根據(jù)各級母線電壓的不同，在H 橋整流器或者高頻逆變器的控制策略上進(jìn)行一定的調(diào)整，以加快母線電壓的平衡。

多個(gè)相互隔離的直流母線可根據(jù)負(fù)載的需要進(jìn)行組合和變換:可以分別連接不同的負(fù)載，也可以連接H 橋級聯(lián)逆變器驅(qū)動高壓電機(jī)、連接多相電機(jī)或者接駁高壓直流輸電環(huán)節(jié)等，變壓器的一次和二次繞組的數(shù)量均可以任意配置。

3 多繞組變壓器隔離單元特性分析

基于多繞組高頻變壓器構(gòu)成的高頻隔離單元如圖2 所示。變壓器繞組個(gè)數(shù)為N，分別連接N個(gè)高頻H 橋單元。每個(gè)高頻H 橋單元的交流輸出側(cè)通過濾波電感后與高頻變壓器繞組相連。各高頻H 橋單元的輸出電壓分別用u1,···,uN表示，均為高頻方波，幅值為Udc。

圖2 高頻隔離單元拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.2 Topology of high-frequency isolation units

通過改變各高頻H 橋單元的輸出電壓，可以改變各濾波電感上的電流，從而改變每個(gè)高頻H 橋單元的輸出功率。由此需要討論高頻H 橋單元的輸出功率的規(guī)律和特性。

忽略變壓器線路電阻，近似認(rèn)為各繞組參數(shù)相同，將各繞組的等效電感與各繞組輸入端接入的濾波電感進(jìn)行整合，用電感LT表示，則圖2 所示的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可以用圖3 所示的近似等效電路表示，其結(jié)構(gòu)為多個(gè)電壓源經(jīng)濾波電感后進(jìn)行并聯(lián)，功率可以在各電壓源之間傳遞。

圖3 高頻隔離單元的近似等效電路Fig.3 Equivalent model of high-frequency isolation units

根據(jù)圖3 的等效電路，由基爾霍夫電壓定律，可得

式（1）進(jìn)行累加并化簡，可得

由基爾霍夫電流定律，式（2）可簡化為

令i1由N個(gè)子電路的子電流組成，每個(gè)子電流用i1-sub-j表示，j=1,2,…,N，注意到i1-sub-1=0，于是可得

式中，對應(yīng)的N個(gè)子電路中，每個(gè)子電路中的電感為Lsub=NLT，每個(gè)電路中的激勵(lì)由u1分量和uj分量組成，為u1-sub-j=u1-uj。

電壓源u1輸出的瞬時(shí)功率p1為

以u1和u2構(gòu)成的子電路為研究對象，電壓源均為高頻方波信號，它們輸出的方波的幅值相同。根據(jù)等效電路，可得電感電流的表達(dá)式為

式（6）表明，電感電流的變化率與兩方波電壓函數(shù)的差成正比。圖4 為u1和u2的子電路的電壓電流關(guān)系示意圖。

圖4 子電路電壓電流關(guān)系Fig.4 Relation of voltages and current of sub-circuit

由u1和u2構(gòu)成的子電路的u1輸出的平均功率

由式（3）和式（7）可以看出，將各繞組電感LT直接影響繞組電流的變化率，起到了限制電流的作用，而流通功率與電感值成反比，因此電感值的選取比較重要。

由式（7）可知，影響兩個(gè)電壓源之間功率交換的因素是兩電壓源的相位差。在由N個(gè)電壓源構(gòu)成的多繞組高頻變壓器系統(tǒng)中，將u1的工作相位設(shè)置為參考相位，并規(guī)定其相位為0，即θ1=0。其余N-1個(gè)相位分別用θj表示，其中j=2,3,4,…,N。用θi-j表示第i個(gè)電壓與第j個(gè)電壓的相位差。電壓源ui發(fā)出的功率可以表示為

N個(gè)電壓源構(gòu)成的多繞組高頻單元功率特性可以表示為

4 控制策略

4.1 級聯(lián)H 橋整流器控制

圖5 級聯(lián)H 橋整流器控制框圖Fig.5 Control diagram of cascaded H-bridge rectifiers

電網(wǎng)電流給定值與實(shí)際電網(wǎng)輸出的電流ig作差后得到誤差信號，誤差信號經(jīng)電流環(huán)控制器后即得到電壓加上電網(wǎng)電壓ug得到級聯(lián)H 橋型PWM 整流器需要輸出的電壓，該電壓就是變換器的指令電壓。電流環(huán)的目的是控制電網(wǎng)輸出的電流，也就是電感電流與給定值保持相同。由于呈正弦規(guī)律變化，且與電網(wǎng)電壓的相位差為0 或者π，以實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)運(yùn)行，減小電容電壓波動，最大程度利用線路和系統(tǒng)容量，提高系統(tǒng)效率。

電網(wǎng)電流的參考值是一個(gè)交變量，對電流的控制實(shí)際上是通過對加在網(wǎng)側(cè)電感上的電壓實(shí)現(xiàn)的。為了對頻率為ω0的信號實(shí)現(xiàn)無靜差跟蹤，系統(tǒng)對頻率為ω0的信號的開環(huán)增益應(yīng)為無窮大，應(yīng)采用比例諧振（Proportional-Resonant，PR）控制器。

級聯(lián)H 橋型PWM 整流器中，通過調(diào)整各H 橋單元的輸出電壓來維持各H 橋單元電容電壓的方案雖然可行，但具有一定的局限性，其根本原因在于每個(gè)H 橋單元輸出的電壓既要滿足總輸出電壓的要求，又要滿足維持直流電容電壓的要求。若對各H 橋單元的負(fù)載功率進(jìn)行調(diào)整，使各負(fù)載功率相同，則各H 橋單元電容電壓的變化率保持相同，由此即可維持各電容電壓。同時(shí)還可以通過控制各H 橋單元的負(fù)載調(diào)整量，實(shí)現(xiàn)對單個(gè)H 橋單元電容電壓的獨(dú)立控制。

4.2 高頻隔離單元控制分析

式（10）表明，在保持其余電壓源相位不變的情況下，電壓源ui工作相位的變化趨勢與其輸出功率的變化趨勢相同，增大或減小任意一個(gè)電壓源的工作相位θi，該相電壓源發(fā)出的功率會同趨勢增大或縮小。

由于式（9）是一個(gè)關(guān)于變量θ=（θ1,θ2,…,θN）的非線性方程組，對其進(jìn)行解析求解較為困難，迭代算法需要的計(jì)算量大，且存在收斂速度不確定等問題。因此選擇在內(nèi)對函數(shù)fF(θ) 進(jìn)行線性近似擬合，則式（9）可由式（11）近似表示。

由式（11）可知，通過線性算法，可根據(jù)各電壓源需要發(fā)出的功率求得相應(yīng)的工作相位，其中u1的工作相位為固定值0。

對于任意一個(gè)電壓源uj，控制直流電容電壓與控制H 橋單元中電容所存儲的能量是一致的。因此在輸入功率保持不變的情況下，控制直流電容電壓是通過改變高頻H 橋輸出的功率Pave,j實(shí)現(xiàn)的。結(jié)合工作相位的產(chǎn)生框圖，得各個(gè)高頻隔離單元直流電壓的控制框圖如圖 6 所示，其中j=2,3,…,N。

圖6 單個(gè)隔離單元的直流電壓控制框圖Fig.6 Control diagram of DC voltage of an isolation unit

圖6 所示的控制框圖中，每個(gè)高頻H 橋單元只需要一個(gè)電壓環(huán)控制器即可獲得相應(yīng)電壓源的工作相位，因此對于整個(gè)系統(tǒng)來說，需要N-1個(gè)PI 控制器以實(shí)現(xiàn)對各高頻H 橋單元直流電容電壓的控制，計(jì)算量和資源消耗量較小。

5 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)的主電路采用兩級級聯(lián)H 橋整流器，具有4個(gè)繞組的高頻變壓器及相應(yīng)的高頻H 橋單元以及H 橋負(fù)載逆變器，負(fù)載逆變器相互級聯(lián)，構(gòu)成單相交流輸出。

帶級聯(lián)阻感負(fù)載時(shí)網(wǎng)側(cè)電壓和網(wǎng)側(cè)電流如圖7a 所示，可以看出網(wǎng)側(cè)電流較好地跟蹤電網(wǎng)電壓，且功率因數(shù)約等于1。能量雙向流動的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證采用的方法為變換器的輸出通過串聯(lián)電阻與交流電壓源并聯(lián)。在實(shí)驗(yàn)過程中，動態(tài)改變變換器的輸出電壓，即可改變功率的流動方向。如圖7b 所示，能量從由網(wǎng)側(cè)流向負(fù)載側(cè)平滑過渡到由負(fù)載側(cè)流向網(wǎng)側(cè)，整個(gè)能量流動方向切換過程驗(yàn)證了變換器的能量雙向流動能力。

圖7 輸入電壓電流波形Fig.7 Waveforms of input voltage and current

圖8 高頻隔離單元交流電壓電流波形Fig.8 AC voltages and currents of high-frequency insolated units

圖8 為帶級聯(lián)阻感負(fù)載時(shí)高頻隔離單元的交流側(cè)電壓波形u1～u4及電流波形i1～i4。高頻交流電壓為20kHz 的方波，相位各不相同。通過觀察圖8a可知，u1、u2的相位近似相同，而u3、u4的相位近似相同，且u1、u2領(lǐng)先u3、u4以固定的角度，表明由u1、u2向u3、u4流入正功率。各電壓的幅值相同，也驗(yàn)證了各直流電容電壓保持相同，表明了高頻隔離單元工作正常。從圖8b 可以看出，i1、i2趨勢和相位相同，i3、i4相位與i1、i2近似相反，此時(shí)，u1、u2處于發(fā)出功率狀態(tài)，而u3、u4則吸收功率并用以供給負(fù)載。

圖9 為隔離單元二次側(cè)的兩個(gè)繞組連接級聯(lián)H橋逆變器輸出時(shí)的負(fù)載電壓電流波形。

圖9 級聯(lián)輸出時(shí)負(fù)載電壓電流Fig.9 Load voltage and current of cascaded output

由實(shí)驗(yàn)結(jié)果可知，本文提出的多繞組高頻變壓器隔離式多電平變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)正確，級聯(lián)H 橋PWM 整流器和高頻隔離單元控制策略正確可行，通過調(diào)節(jié)各電壓源的工作相位，改變了繞組間的功率分布，實(shí)現(xiàn)了對電容電壓的平衡控制。

6 結(jié)論

本文提出了一種高頻變壓器隔離式級聯(lián)型多電平變換器拓?fù)洌∪チ藗鹘y(tǒng)的工頻變壓器，減小了體積、重量和成本；采用H 橋整流器與電網(wǎng)連接，減少對電網(wǎng)的諧波污染，能量可雙向流動，便于應(yīng)用在電力牽引等需要四象限運(yùn)行的場合；采用多繞組變壓器磁場耦合實(shí)現(xiàn)功率平衡，控制簡單；電路的模塊化較好，可靠性高；輸出靈活，通用性強(qiáng)。

本文分析了隔離式變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并且給出了級聯(lián)H 橋整流器和高頻隔離單元的控制策略，分析了多繞組高頻變壓器的能量傳輸規(guī)律；提出了通過控制各高頻單元相位來改變功率分配的方法。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，本文所提出的拓?fù)湔_可行，級聯(lián)H 橋整流器、高頻隔離單元和負(fù)載變換器工作正常；能量傳輸規(guī)律正確，級聯(lián)H 橋PWM 整流器和高頻隔離單元可以達(dá)到較好的控制效果。

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