姜巖峰,張 東,李 杰

（北京自動(dòng)測試技術(shù)研究所，北京,100088）

0 引言

圖1 二極管整流電路

隨著電力電子技術(shù)的飛速發(fā)展，人類對電能的利用能力以及各種類型供電系統(tǒng)的技術(shù)水平都有了很大改善。但由于不可調(diào)控整流器在功率設(shè)備中的廣泛應(yīng)用，整流電路如圖1所示，各種諧波對電網(wǎng)的污染也變得十分嚴(yán)重，使得電能的生產(chǎn)、傳輸和利用的效率降低。功率因數(shù)不為1，主要造成的是諧波電流和基波無功功率兩部分的危害。無功功率會致使電網(wǎng)中的流動(dòng)功率增加，電網(wǎng)損耗增加，電網(wǎng)設(shè)備成本、總量和體積增大。

諧波電流會造成電網(wǎng)電壓畸變，如圖2所示，影響其它設(shè)備的正常工作，引起測量誤差等，特別是容易引起電網(wǎng)繼電保護(hù)的誤動(dòng)作，增加電網(wǎng)設(shè)備如變換器電機(jī)等的損耗，增加設(shè)備自身的溫度，嚴(yán)重者甚至燒毀，造成無功補(bǔ)償電容器過壓，甚至擊穿燒毀。同時(shí)還會引起電網(wǎng)諧振，破壞電網(wǎng)的穩(wěn)定，造成中線電流增加，導(dǎo)致中線嚴(yán)重發(fā)熱，引發(fā)火災(zāi)。

為了解決這一系列問題，抑制開關(guān)電源產(chǎn)生的諧波，保證電網(wǎng)運(yùn)行的安全，我們必須設(shè)計(jì)新一代的高性能整流器，它應(yīng)具有輸入電流為正弦波，諧波含量低以及功率因數(shù)高的特點(diǎn)，即具有功率因數(shù)校正（PFC，Power Factor Correction）功能。

圖2 輸入電壓、電流波形

當(dāng)前能源緊缺已成為制約全球經(jīng)濟(jì)發(fā)展的一個(gè)瓶頸，節(jié)約能源已成為目前的一大潮流，功率因數(shù)校正對電能利用和電網(wǎng)供電質(zhì)量具有重要的意義。目前國外改善開關(guān)電源功率因數(shù)工作的重點(diǎn)主要是，功率因數(shù)校正電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的研發(fā)和功率因數(shù)校正芯片的開發(fā)利用。采用功率因數(shù)校正電路的開關(guān)電源，其功率因數(shù)可達(dá)0.95～0.99，近似于1。近年來功率因數(shù)校正電路得到了很大的發(fā)展，從DCM（Discontinuous Current Mode）控制模式到 CCM（Critical Current Mode）、CRM（Continuous Current Mode）控制模式，各種單一控制模式功率因數(shù)校正技術(shù)也日益成熟，為滿足實(shí)際需求，各種改進(jìn)的PFC控制模式也不斷出現(xiàn)，是電源管理研究的重要方向之一。

與國外相比，國內(nèi)這一方向的研究工作開展較晚，其中包括工藝技術(shù)上的限制，開關(guān)電源對耐壓和驅(qū)動(dòng)能力的要求比較苛刻，需要較為先進(jìn)的工藝支持。然而當(dāng)前能源緊缺已成為制約我國國民經(jīng)濟(jì)發(fā)展的一個(gè)重要因素，功率因數(shù)校正技術(shù)對電能利用率和電網(wǎng)供電質(zhì)量的提高都有很重要的意義，功率因數(shù)校正技術(shù)是一個(gè)必然趨勢，再加上國家對集成電路產(chǎn)業(yè)的日趨重視，國內(nèi)對具有功率因數(shù)調(diào)制功能電源芯片的研究日益增多。

隨著電源技術(shù)的發(fā)展，電源管理芯片的效率也越來越高，有些芯片可高達(dá)95%。但這些轉(zhuǎn)換效率都是在滿載情況下測得，而實(shí)際工作中，電源所帶動(dòng)的負(fù)載是浮動(dòng)的，在輕載情況下，電源的轉(zhuǎn)換效率會明顯降低。滿載時(shí)轉(zhuǎn)換效率為81.8%的電源，當(dāng)負(fù)載為滿載的20%時(shí)，電源的轉(zhuǎn)換效率僅有57.2%。導(dǎo)致開關(guān)電源的轉(zhuǎn)換效率實(shí)際工作后達(dá)不到預(yù)期效果，無法實(shí)現(xiàn)節(jié)能的效果。

因此考慮實(shí)際應(yīng)用情況，解決輕載時(shí)效率低的情況是目前電源管理必須面對的問題，在解決輕載效率低的問題時(shí)還需兼顧滿載時(shí)電源的轉(zhuǎn)換效率也不可以過低的問題。綜合考慮，只有設(shè)計(jì)出不同負(fù)載情況下轉(zhuǎn)換效率都能保持在較高狀態(tài)的電源管理方案，才能真正實(shí)現(xiàn)節(jié)能的目標(biāo)。

對于輕載時(shí)轉(zhuǎn)換效率較低的情況，其改進(jìn)措施的研究大致分為兩個(gè)方面。一是改進(jìn)外圍應(yīng)用電路，例如對諧振LLC架構(gòu)、SRC（Series Resonance Configuration）+ SR（Series Resonance Configuration）架構(gòu)進(jìn)行改進(jìn)，這種方法在一定程度上提高了輕載時(shí)的轉(zhuǎn)換效率，但是改進(jìn)后的外圍電路器件增多，結(jié)構(gòu)復(fù)雜，增加了產(chǎn)品成本，同時(shí)也不利于電路集成化。

另一方面是對電源控制芯片進(jìn)行改進(jìn)，改變芯片的控制模式。例如采用峰值電流模式PWM（Pulse Width Modulation）/PSM（Pulse Phase Modulation）調(diào)制方式和非同步整流技術(shù)可以實(shí)現(xiàn)在負(fù)載大范圍變化時(shí)，保持較高的轉(zhuǎn)換率。此種方法由于采用峰值電流控制模式，其本身在滿載時(shí)的功率損耗就比較大。

對于電源管理芯片，也有采用PWM + 輕載自動(dòng)突發(fā)控制的管理模式。不管采用哪種控制模式，這些結(jié)構(gòu)都只應(yīng)用在了DC /DC電源上，而對于AC / DC電源輕載時(shí)，轉(zhuǎn)換效率低的問題研究，目前國內(nèi)還處于起步階段，并沒有成熟的芯片問世。

針對輕載時(shí)電源管理芯片效率偏低的情況，在考慮精簡外圍應(yīng)用電路的前提下，本論文從電源管理芯片的角度入手，通過改變開關(guān)電源的控制模式，設(shè)計(jì)了一款基于平均電流混合控制模式的AC / DC電源管理芯片。根據(jù)電源負(fù)載的實(shí)際變化情況，調(diào)整相應(yīng)的控制模式，對電源進(jìn)行細(xì)化管理，實(shí)現(xiàn)不同負(fù)載情況下電源都能有較高的轉(zhuǎn)換率，保證電源在實(shí)際工作中也能滿足預(yù)期的設(shè)計(jì)目標(biāo)，解決電源輕載效率的問題。

1 混合模式PFC芯片工作原理

為了提高PFC的轉(zhuǎn)換效率，多采用軟開關(guān)控制模式（分為零電壓轉(zhuǎn)換和零電流轉(zhuǎn)換兩種方式）但軟開關(guān)模式成本較高，電路也較為復(fù)雜。較為常見的開關(guān)電源升壓電路結(jié)構(gòu)為BOOST架構(gòu)電路，其原理圖如圖3所示。

圖3 BOOST拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖4 臨界模式控制波形

連續(xù)控制模式CCM，臨界控制模式CRM是BOOST轉(zhuǎn)換電路最為常用的兩種控制模式。在大功率電路中，臨界控制模式CRM是在電感中電流為零時(shí)，功率開關(guān)管導(dǎo)通，其控制波形如圖4所示。在該模式下開關(guān)管的開關(guān)應(yīng)力減小，損耗降低，可靠性增加，同時(shí)縮短了整流二極管的恢復(fù)時(shí)間。但是CRM模式下，開關(guān)管的頻率一直處于不恒定的狀態(tài)，這樣就導(dǎo)致輸入電流的高頻紋波十分豐富，使得設(shè)計(jì)出來的產(chǎn)品很難通過EMI檢測。

而隸屬CCM控制模式的平均電流控制模式ACC（Average Current Control），其控制波形如圖5所示。由圖可見開關(guān)頻率是恒定的，因此對噪聲不敏感，比較適合應(yīng)用于大功率場合，而且容易得到較高的功率因數(shù)，目前已經(jīng)設(shè)計(jì)成功的案例可以高達(dá)0.995。但由于實(shí)際電流的平均值與參考電流之間有不可避免的誤差，并且這種誤差隨著占空比的變化而不斷的發(fā)生變化，這就導(dǎo)致輕載時(shí)，電路的轉(zhuǎn)換效率很低，最終導(dǎo)致整體電路的轉(zhuǎn)換效率下降。

圖5 平均電流控制模式波形

如果在ACC控制模式下引入零電流檢測器，當(dāng)功率小到一定程度時(shí)，啟用零電流檢測器，使PFC進(jìn)入CRM模式，避免開關(guān)電源由CCM模式進(jìn)入DCM模式，從而達(dá)到提高輕載時(shí)功率因數(shù)的目的。而重載時(shí)，電路處于ACC控制模式，開關(guān)頻率恒定，輸入紋波恒定，解決了CRM模式下的產(chǎn)品難以通過EMI（Electromagnetic Interference）檢測的難題。

混合控制模式的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖6所示，該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)包括BOOST結(jié)構(gòu)和PFC控制兩部分。BOOST結(jié)構(gòu)屬于芯片的外圍應(yīng)用電路，PFC控制部分是芯片內(nèi)部的電路結(jié)構(gòu)，如圖中下半部分方框內(nèi)的電路結(jié)構(gòu)。其中實(shí)線所包圍的部分是CCM控制模式的核心結(jié)構(gòu)，虛線所包圍的部分是零電流檢測部分，該部分的主要功能是結(jié)合平均電流控制模式部分，共同實(shí)現(xiàn)CRM控制模式。兩部分相結(jié)合，共同實(shí)現(xiàn)了混合模式控制的功能。

圖6 混合控制模式PFC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖7 所示為一個(gè)完整周期內(nèi)，電感電流和控制信號的波形，該波形隨負(fù)載的變化而發(fā)生相應(yīng)的變化。在準(zhǔn)備階段，圖中所示的工作狀態(tài)1-2和3-4不斷重復(fù)，可以清楚的看到電感電流有兩種工作模式，即CCM和CRM，狀態(tài)1和狀態(tài)2為CCM控制模式，混合模式工作原理分析如下。

如圖所示在t0-t1階段，當(dāng)開關(guān)電壓VGS由低電平變?yōu)楦唠娖綍r(shí)，開關(guān)管Q1和Q2導(dǎo)通。電感開始充電，電感電流跟隨電源電壓變化，ZCD（zero-current detection）信號由負(fù)變?yōu)檎?，形成一個(gè)比較器。同時(shí)由于Q2導(dǎo)通，Vpluse信號保持低電平，信號發(fā)生器產(chǎn)生的鋸齒波并不發(fā)生變化。

在t1-t2階段，當(dāng)Q1和Q2關(guān)斷時(shí)，電感放電，ZCD信號由正電壓變?yōu)樨?fù)電壓，比較器的輸出信號仍然保持在零電平致使Vpluse信號保持低電平，鋸齒波仍然保持不變。

t0-t2階段，是BOOST結(jié)構(gòu)PFC帶重載時(shí)的工作原理，該階段電感電流在沒有降到零時(shí)，已經(jīng)進(jìn)入下一周期的充電環(huán)節(jié)，零電流檢測電路一直處于關(guān)斷階段，整個(gè)BOOST架構(gòu)工作在連續(xù)平均電流控制模式下。

當(dāng)負(fù)載由重載變?yōu)檩p載時(shí)，PFC工作在CRM模式，如圖2.3.2所示的t3-t5階段。t3-t4階段，雖然整個(gè)電路系統(tǒng)工作在CRM模式下，但是這一階段其工作原理與CCM模式下的t0-t1階段相同。

t4-t5階段，儲存在電感中的能量開始釋放，由于Q1和Q2在t4時(shí)刻關(guān)斷，導(dǎo)致電感的峰值電流變小。ZCD信號和比較器的輸出信號由低電平變?yōu)楦唠娖剑瑢?dǎo)致Q3開啟，電路輸出Vpulse信號，電感電流在t4-t5階段降為零。

由于Vpulse+Vh1電壓高于VH，VH為三角波發(fā)生器產(chǎn)生三角波的峰值，VOSC信號由Vh1降低到VL，VL是所產(chǎn)生三角波的谷值。相反，當(dāng)VOSC信號低于VL信號時(shí)，VOSC開始增長，這一工作原理與CRM工作模式相同。這一控制模式使得PFC在輕載時(shí)具有較高的轉(zhuǎn)換效率。

2 混合模式PFC芯片結(jié)構(gòu)框圖

根據(jù)混合模式的工作原理，設(shè)計(jì)混合模式PFC芯片的結(jié)構(gòu)圖如圖8所示。該芯片設(shè)計(jì)了16個(gè)管腳，包括前端采樣信號管腳和后端反饋信號管腳。內(nèi)含過欠壓保護(hù)電路，基準(zhǔn)源電路，乘法器，平方器，零點(diǎn)流檢測電路，誤差放大器，可調(diào)頻率振蕩器，RS觸發(fā)器等電路模塊，這些電路模塊共同實(shí)現(xiàn)了混合模式控制功能。

管腳1為地管腳，所有電壓的測量都以該管腳為參考，為了避免噪聲效應(yīng)，VCC和REF管腳需要與地間連接一個(gè)0.1uF電容。管腳2為零電流檢測管腳ZCD，當(dāng)輕載時(shí)，電感電流降為零后，信號由該管腳傳入，使得GTDRV管腳輸出信號開啟BOOST結(jié)構(gòu)的開關(guān)管，電感進(jìn)入充電階段。

管腳CA OUT是電流誤差放大器的輸出端，同時(shí)控制脈寬來保證輸出正確的平均電流環(huán)。根據(jù)工作情況，輸出電流環(huán)的擺動(dòng)范圍可以接近地，強(qiáng)迫脈寬改變，當(dāng)芯片停止工作時(shí)，電流誤差放大器仍在工作。

圖7 BOOST結(jié)構(gòu)電感和開關(guān)信號波形

管腳ISENSE是敏感電流檢測管腳，電流誤差放大器的反相輸入端。該輸入端電路同時(shí)與乘法器的輸出端相比較，該信號可以降低到零電位以下，但由于二極管保護(hù)，該信號應(yīng)該保證不低于-0.5V。

管腳Mult Out是乘法器的輸出端，同時(shí)也是電流誤差放大器的輸入端。由于乘法器的輸出信號也是類似與ISENCE信號的電流信號，所以電流誤差放大器同時(shí)可以作為差分放大器來抵消對地噪聲。

IAC管腳是交流電流輸入端，是模擬乘法器的一個(gè)輸入端，乘法器可以將該信號實(shí)現(xiàn)精確的倍乘，然后輸出，所以該信號是乘法器唯一的實(shí)現(xiàn)實(shí)時(shí)跟蹤輸入電壓變化的信號。

VA OUT信號是電壓誤差放大器的輸出端，類似于電流誤差放大器，當(dāng)由于使能信號或者電源故障芯片停止工作時(shí)，電壓誤差放大器仍然處于工作狀態(tài)。這也就意味著誤差放大器的大反饋電容在短暫的周期停頓時(shí)，仍然具有大量電荷，所以設(shè)定當(dāng)輸出電壓低于1V時(shí)，乘法器不工作。同時(shí)為了保護(hù)乘法器，誤差放大器內(nèi)部限定輸出電壓不高于5.8V。

前端電壓采樣信號輸入管腳是VRMS，BOOST架構(gòu)的PWM信號是與輸入電壓成比例的，所以當(dāng)輸入電壓發(fā)生變化時(shí)，PWM信號會隨之發(fā)生相應(yīng)的變化，保證輸出電壓維持在穩(wěn)定的范圍內(nèi)。VRMS前端采樣信號與PWM輸入端相連，保證PWM信號與輸入電壓成比例變化。與VRMS信號相對應(yīng)的是VSENCE信號，該信號是后端電壓反饋信號，通過分壓電阻采樣輸出電壓，多PWM信號實(shí)現(xiàn)微調(diào)。

REF端是參考電壓7.5V輸出端，該輸出電壓實(shí)現(xiàn)了乘法器的限流輸出，同時(shí)為內(nèi)部乘法器、平方器的運(yùn)算提供了參考電壓，當(dāng)ENA信號起作用時(shí)，REF電壓切斷，維持在0V水平。

SS信號是芯片的軟啟動(dòng)信號，保證電壓誤差放大器的輸入?yún)⒖茧妷耗芘c外圍信號一起慢慢變化。CT是振蕩器的頻率設(shè)置端，通過改變外圍連接電阻、電容可以改變芯片的工作頻率。GT Drv是PWM信號的最終輸出端，即開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號，該信號對應(yīng)的外圍電阻開關(guān)管為NMOS管。

ZCD信號是混合控制模式的關(guān)鍵，該信號實(shí)現(xiàn)了由平均電流模式到臨界控制模式的轉(zhuǎn)換。當(dāng)芯片負(fù)載減小時(shí)，電感電流已降低到零，但下一個(gè)充電周期還沒有到達(dá)，出現(xiàn)DCM控制模式現(xiàn)象時(shí)，該信號通過控制PWM信號，致使充電周期提前到來，從而實(shí)現(xiàn)臨街模式控制。

圖8 混合模式PFC芯片系統(tǒng)框圖

該混合模式PFC芯片采用的是先進(jìn)1.5um的BCD（bipolar-CMOS-DMOS） 36V工藝，應(yīng)用EDA軟件平臺Cadence的Specture軟件，對芯片的原理電路圖進(jìn)行了模擬仿真，設(shè)計(jì)出了芯片的典型應(yīng)用電路，通過Specture軟件進(jìn)行了驗(yàn)證，同時(shí)應(yīng)用Cadence的Virtuso工具進(jìn)行了版圖的繪制，成功流片。

3 混合模式PFC芯片整體性能及光譜測試

當(dāng)電感電流降到零時(shí)，ZCD模塊將芯片控制模式由平均電流模式改到臨界模式，通過對振蕩器輸出控制信號，來改變振蕩器輸出波形的頻率，如圖9所示，其中pfcdrv信號和ZCD信號都是ZCD模塊的輸入信號，pfcdrv信號的邏輯關(guān)系與GTDRV信號的相同，ZCD信號是電感零電流檢測信號，當(dāng)電感電流為零時(shí)，ZCD信號為低電平，當(dāng)電感電流不為零時(shí)，ZCD信號保持高電平。S信號是ZCD模塊的輸出信號，該信號與振蕩器內(nèi)的數(shù)字邏輯電路相連接，OSCOUT信號是振蕩器的輸出信號。

圖9是模擬輕載時(shí)檢測到零電流信號時(shí)，振蕩器提前進(jìn)入下一個(gè)周期，進(jìn)而通過芯片內(nèi)部的數(shù)字邏輯電路處理，最終使得電感提前進(jìn)入充電周期。如圖中所示，0-25us時(shí)間內(nèi)，沒有檢測到電感零電流，ZCD該模塊的輸出信號S對振蕩器不起作用，振蕩器保持原有的周期正常輸出，即圖中的OSCOUT信號所示。

25-30us時(shí)間內(nèi)，檢測到電感零電流，ZCD信號變?yōu)榈碗娖剑藭r(shí)pfcdrv信號為低電平，即電感仍處于放電階段，此時(shí)ZCD模塊開始工作，其輸出S信號變?yōu)榈碗娖?，對振蕩器?nèi)的數(shù)字邏輯電路產(chǎn)生影響，使得振蕩器輸出瞬時(shí)高脈沖，進(jìn)而提前進(jìn)入下一周期，開始正常運(yùn)行，如圖9中的OSCOUT信號所示。

圖9 臨界電流控制模式功能驗(yàn)證

30-35us時(shí)間內(nèi)，沒有檢測到零電流信號，如同0-25us時(shí)間段內(nèi)，振蕩器不受影響。35-40us，檢測到零電流信號，但是此時(shí)pfcdrv信號為高電平，即BOOST開關(guān)管開啟，電感已經(jīng)處于充電狀態(tài)，ZCD模塊不工作，S信號不起作用。40us后，零電流信號消失，電路又進(jìn)入0-25us時(shí)間段內(nèi)的運(yùn)行狀態(tài)。

該仿真結(jié)果證明該芯片可以由平均電流控制模式順利轉(zhuǎn)變到臨界電流控制模式，達(dá)到了預(yù)期的設(shè)計(jì)指標(biāo)。在此需要說明的一點(diǎn)是，該仿真結(jié)果是為了驗(yàn)證芯片的臨街電流控制模式的功能，所以故意人為加長了零電流檢測信號的時(shí)間，而實(shí)際應(yīng)用中，當(dāng)檢測到電感零電流信號時(shí)，電感迅速進(jìn)入沖電階段，所以檢測到零電流的時(shí)間是很短的。

圖10 芯片功能驗(yàn)證外圍電路

為了驗(yàn)證芯片的功能，設(shè)計(jì)了該芯片的典型外圍應(yīng)用電路，如圖10所示，該外圍電路采用典型BOOST架構(gòu)，開關(guān)管為N型晶體管，當(dāng)GTDRV為高電平時(shí)，開關(guān)管導(dǎo)通，電感充電，當(dāng)GTDRV為低電平信號時(shí)，開關(guān)管關(guān)閉，電感放電。該電路輸入電壓為市電交流220V，設(shè)定輸出電壓為385V直流電壓，額定輸出功率為250W。

圖11 平均電流控制模式仿真圖

圖11 所示是BOOST架構(gòu)輸出電壓，從圖中可見，通過芯片的控制，該電路模版在輸入交流220V的條件下，可以輸出穩(wěn)定的385V電壓，負(fù)載為593歐姆時(shí)，輸出電流為649毫安，證明該芯片在平均電流模式下工作正常，達(dá)到了設(shè)計(jì)要求。

考慮到成本，以及該芯片本身的性能，1.5μm工藝就可以滿足設(shè)計(jì)要求，所以該芯片采用了先進(jìn)1.5μm的BCD，36V高壓工藝。該版圖的面積是2655μm*2361μm。

為了驅(qū)動(dòng)BOOST結(jié)構(gòu)的開關(guān)管，GATE輸出信號可輸出1A電流，這就要求芯片輸出部分需要功率管，本版圖功率管采用了插指結(jié)構(gòu)，通過多管并聯(lián)將電流分流，保證大功率管的安全性。該芯片中含有帶隙基準(zhǔn)源，考慮到工藝自身的誤差，為了保證基準(zhǔn)源的穩(wěn)定，本版圖對基準(zhǔn)源的電阻網(wǎng)絡(luò)采用了trimming的結(jié)構(gòu)，流片后可根據(jù)測得的基準(zhǔn)電源值，通過燒斷熔絲來調(diào)節(jié)電壓值，保證基準(zhǔn)源的誤差范圍在1%內(nèi)。

芯片投片后采用圖10所示電路搭建LED驅(qū)動(dòng)環(huán)境，經(jīng)測試后，整個(gè)燈具電參數(shù)：輸入電壓Uin=220V，輸入電流I=0.018A，功率為3.892W，功率因數(shù)為0.9930，達(dá)到設(shè)計(jì)指標(biāo)。

在保證電學(xué)參數(shù)達(dá)到設(shè)計(jì)指標(biāo)同時(shí)，對LED整體燈具的光譜特性進(jìn)行了測試，相關(guān)測試結(jié)果如表1所示：

表1 LED整體燈具的光譜特性

4 結(jié)論

本文從平均電流控制模式下的BOOST結(jié)構(gòu)電路在輕載時(shí)，轉(zhuǎn)換效率較低這一實(shí)際問題入手，通過分析輕載時(shí)轉(zhuǎn)換效率低的具體原因，提出了重載時(shí)采用平均電流控制模式，輕載時(shí)采用臨界電流控制模式的混合控制模式的功率因數(shù)校正芯片。

本文電路模塊功能的驗(yàn)證，是基于先進(jìn)1.5μm BCD工藝，具體列舉了核心控制電路與芯片整體仿真的結(jié)果，由仿真結(jié)果，清楚可見核心控制電路模塊的運(yùn)算功能完全實(shí)現(xiàn)，在配有BOOST結(jié)構(gòu)外圍電路的情況下，芯片整體工作正常。

本混合模式控制的PFC芯片的版圖設(shè)計(jì)基于在保證芯片安全可靠，功能完整的前提下，盡可能縮小版圖的面積，降低芯片自身功耗，從芯片設(shè)計(jì)理念到芯片具體版圖設(shè)計(jì)都體現(xiàn)了節(jié)能的最終目的。

最終本文實(shí)際制作出可直接交流市電驅(qū)動(dòng)的專用型的LED照明驅(qū)動(dòng)電路，其外圍電路簡單，體積較小，功率因數(shù)較高、成本較低。并通過搭建外圍電路驗(yàn)證了設(shè)計(jì)的可行性與優(yōu)越性，電路功率因數(shù)可達(dá)0.993.

PFC芯片廣泛應(yīng)用于液晶電視，LED顯示器等設(shè)備中，市場應(yīng)用廣泛，本文對設(shè)計(jì)的芯片是對傳統(tǒng)PFC芯片的改良提高，保證了不同負(fù)載條件下芯片都具有較高的轉(zhuǎn)換效率，實(shí)現(xiàn)了節(jié)能的目標(biāo)，迎合了當(dāng)今能源緊缺，提高能源利用率的時(shí)代主題，該款混合模式PFC控制芯片具有廣泛的市場應(yīng)用前景。

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