陳世春 黃沛霖 姬金祖

(北京航空航天大學(xué) 航空科學(xué)與工程學(xué)院，北京100191)

飛行器雷達(dá)隱身技術(shù)是旨在降低飛機(jī)目標(biāo)電磁散射強(qiáng)度的技術(shù)，從電子對(duì)抗的角度看，傳統(tǒng)雷達(dá)隱身技術(shù)屬于電子對(duì)抗中的雷達(dá)無源干擾技術(shù)[1].有源隱身技術(shù)是在飛行器上加裝有源發(fā)射裝置的雷達(dá)隱身技術(shù)[2－3]，可以歸為雷達(dá)有源干擾技術(shù)的一類.

雷達(dá)干擾技術(shù)主要包括遮蓋式干擾和欺騙式干擾，前者目的在于妨礙或阻止雷達(dá)檢測(cè)目標(biāo)，后者目的在于產(chǎn)生假目標(biāo)以欺騙或迷惑雷達(dá)[4].二者均是讓干擾信號(hào)和真實(shí)目標(biāo)信號(hào)先后返回雷達(dá)接收機(jī)，只要采用一定的電子反對(duì)抗技術(shù)，真實(shí)目標(biāo)的回波信號(hào)總能被檢測(cè)出來[5－6].

線性調(diào)頻(LFM，Linear Frequency Modulated)信號(hào)是現(xiàn)代脈沖壓縮雷達(dá)廣泛采用的信號(hào)形式，具有較大的時(shí)寬帶寬積，可以提高雷達(dá)的探測(cè)距離和距離分辨率，并且由于LFM信號(hào)是脈內(nèi)相干的，在進(jìn)行脈沖壓縮處理時(shí)，與雷達(dá)發(fā)射波形不匹配的干擾信號(hào)將不能得到相應(yīng)的處理增益，這大大提高了雷達(dá)的抗干擾能力[7].

針對(duì)上述雷達(dá)有源隱身技術(shù)、雷達(dá)干擾技術(shù)和線性調(diào)頻波的脈沖壓縮技術(shù)各自所具有的特點(diǎn)，本文提出了一種線性調(diào)頻波的轉(zhuǎn)發(fā)干擾式有源對(duì)消隱身技術(shù).下文將從技術(shù)原理、理論推導(dǎo)和仿真計(jì)算等方面對(duì)這種方法進(jìn)行分析.

1 LFM波的有源對(duì)消原理

LFM波采用匹配濾波器進(jìn)行脈沖壓縮處理，根據(jù)模糊函數(shù)理論，匹配濾波輸出存在距離與多普勒頻移上的強(qiáng)烈耦合，人為改變匹配濾波器輸入波的多普勒頻移或延遲時(shí)間均可產(chǎn)生適當(dāng)?shù)募倌繕?biāo)[8－10].

本文提出的基于干擾技術(shù)的有源對(duì)消隱身技術(shù)采用對(duì)來波采樣后轉(zhuǎn)發(fā)干擾的形式，轉(zhuǎn)發(fā)延遲時(shí)間相對(duì)傳統(tǒng)干擾技術(shù)大大縮短，同時(shí)配合使用移頻移相技術(shù)，以使干擾信號(hào)通過匹配濾波器后產(chǎn)生的假目標(biāo)與真實(shí)目標(biāo)回波信號(hào)在時(shí)間上幾乎重合，如果調(diào)制合適，二者可以實(shí)現(xiàn)相位相反、幅值相近，這樣在濾波輸出中表現(xiàn)出來的回波總幅值會(huì)顯著下降，有利于降低目標(biāo)的檢測(cè)概率[11－12]，實(shí)現(xiàn)匹配濾波后的對(duì)消隱身.

基于上述思想，本文提出了一種LFM波的轉(zhuǎn)發(fā)干擾式有源對(duì)消隱身技術(shù)方案，其系統(tǒng)組成如圖1所示.

圖1 LFM波的轉(zhuǎn)發(fā)干擾式有源對(duì)消方案

對(duì)消裝置由4部分組成:接收天線、移頻移相器、功率放大器和轉(zhuǎn)發(fā)天線.接收天線接收部分入射波，移頻移相器負(fù)責(zé)相位和頻移調(diào)制，功率放大器負(fù)責(zé)幅度控制，轉(zhuǎn)發(fā)天線將調(diào)制好的對(duì)消波轉(zhuǎn)發(fā)入射到強(qiáng)散射源.轉(zhuǎn)發(fā)對(duì)消波與原入射波方向相同、頻率和相位調(diào)制合適、功率與照射到散射源上的原入射波相近，二者共同被散射返回雷達(dá)接收機(jī)，接收機(jī)處理后可得到較低的匹配濾波輸出，降低回波被檢測(cè)概率.

2 相消波的匹配濾波輸出分析

2.1 LFM波的調(diào)相轉(zhuǎn)發(fā)對(duì)消分析

設(shè)LFM入射波為[13]

式中，τ'為脈寬;f0為載頻;μ為調(diào)頻斜率.

設(shè)對(duì)消裝置轉(zhuǎn)發(fā)總延時(shí)為 Δτ(Δτ?τ')，對(duì)消波相位調(diào)制為φ，無頻率調(diào)制，則轉(zhuǎn)發(fā)對(duì)消波為

接收機(jī)匹配濾波器響應(yīng)為

S(t)與SJ(t)經(jīng)過目標(biāo)反射后共同進(jìn)入接收機(jī)匹配濾波器，接收信號(hào)可表示為

其匹配濾波輸出為

根據(jù)矩形函數(shù)的定義區(qū)間對(duì)式(6)、式(7)進(jìn)行分段積分，最終得到匹配濾波輸出的分段函數(shù):

式(8)表明:匹配濾波輸出函數(shù)可分為3段:第1段為( －τ'，Δτ－ τ')，此區(qū)間只有信號(hào) S(t)產(chǎn)生單頻震蕩輸出;第 2 段為(Δτ － τ'，τ')，此區(qū)間S(t)與SJ(t)均產(chǎn)生單頻震蕩輸出;第3段為(τ'，Δτ+ τ')，此區(qū)間只有 SJ(t)產(chǎn)生單頻震蕩輸出.各段輸出包絡(luò)均為sinc函數(shù).

從物理上看，SJ(t)比S(t)落后Δτ，僅通過調(diào)相不足以產(chǎn)生前移假目標(biāo)，故在匹配輸出的最初Δτ時(shí)段( －τ'，Δτ－τ')內(nèi)只有 S(t)的輸出信號(hào);而在輸出的最后 Δτ時(shí)段(τ'，Δτ+τ')內(nèi)只有SJ(t)的輸出信號(hào);(Δτ－τ'，τ')區(qū)間內(nèi)二者聯(lián)合產(chǎn)生匹配濾波輸出，但因接收信號(hào)與接收機(jī)設(shè)計(jì)點(diǎn)已不匹配，不能獲得最佳信噪比[11].

仔細(xì)分析式(8)可以得出以下結(jié)論:

第2段輸出峰值由等號(hào)右邊兩組乘積式共同決定.當(dāng)t=0和t=Δτ時(shí)，兩乘積式的輸出包絡(luò)可分別取到最大輸出峰值1，即原回波峰值和對(duì)消波峰值在時(shí)間上剛好相差轉(zhuǎn)發(fā)時(shí)延Δτ;通過調(diào)整兩式的相位項(xiàng) exp(j2πf0t)和 exp[j2πf0(t－Δτ)+jφ]，可使其矢量和絕對(duì)值小于1，即回波包絡(luò)峰值降低.

相位項(xiàng)中包含了Δτ與φ兩個(gè)可調(diào)參數(shù).Δτ越小，原回波與對(duì)消回波重合度越好;二者相位差Δφ=jφ －j2πf0Δτ，相位 φ 若調(diào)制合理可使 Δφ 恰為(2k+1)jπ，k為整數(shù)，則重合的兩峰值將接近對(duì)消，總輸出峰值得到削弱.

2.2 LFM波的調(diào)相、調(diào)頻轉(zhuǎn)發(fā)對(duì)消分析

對(duì)入射LFM波進(jìn)行相位和頻率的調(diào)制后再轉(zhuǎn)發(fā)，則干擾信號(hào)可表示為

式中fd為移頻量，其余定義與2.1節(jié)相同.匹配濾波輸出公式推導(dǎo)過程也與2.1節(jié)相同，直接將式(8)中的SJ(t)用式(9)代替，最終得到調(diào)頻調(diào)相干擾對(duì)消的匹配濾波輸出表達(dá)式為

式(10)與式(8)組成結(jié)構(gòu)相似，不同之處在于函數(shù)第2段和第3段的SJfd(t)的輸出包絡(luò)，因第3段峰值較低，重點(diǎn)分析第2段:S(t)的輸出峰值1仍出現(xiàn)在t=0處，但SJfd(t)的輸出峰值不再為1，并且不再出現(xiàn)在t=Δτ處;由sinc函數(shù)性質(zhì)和第2段函數(shù)的定義區(qū)間可知SJfd(t)的輸出峰值發(fā)生在μ(Δτ－t)－fd=0處，此時(shí) t=Δτ－fd/μ，峰值為1－fd/(μτ');二者輸出的相位差變?yōu)?忽略常數(shù)項(xiàng) j2πf0Δτ):Δφ =jφ +jπfd(t－Δτ).

為獲得良好的對(duì)消效果，t=Δτ－fd/μ必須等于0，Δφ 必須等于(2k+1)jπ.前者要求 fd=Δτ·μ，此時(shí)SJfd(t)與S(t)的輸出峰值在時(shí)間上完全重合;后者要求 φ=(1+μΔτ2)π，此時(shí) SJfd(t)與S(t)的輸出相位差Δφ剛好為π.二者輸出矢量和的幅值則為 1 －(1 －fd/(μτ'))=Δτ/τ'?1.這樣，經(jīng)幅度和相位調(diào)制后的LFM轉(zhuǎn)發(fā)干擾波將在匹配濾波器輸出端與原回波輸出實(shí)現(xiàn)有效對(duì)消.

由2.1節(jié)和本節(jié)內(nèi)容知:無論是單獨(dú)調(diào)相轉(zhuǎn)發(fā)還是調(diào)頻調(diào)相轉(zhuǎn)發(fā)，為實(shí)現(xiàn)有效對(duì)消，必須事先掌握入射LFM波的相關(guān)參數(shù)，單獨(dú)調(diào)相轉(zhuǎn)發(fā)要求掌握入射波的載頻f0，調(diào)頻調(diào)相轉(zhuǎn)發(fā)要求同時(shí)掌握入射波的載頻f0和調(diào)頻斜率μ.

3 仿真驗(yàn)證與結(jié)果分析

3.1 調(diào)相轉(zhuǎn)發(fā)對(duì)消

利用Matlab軟件對(duì)相消波的匹配濾波輸出進(jìn)行仿真.參考E-2C艦載預(yù)警機(jī)，雷達(dá)發(fā)射波參數(shù)設(shè)為[14]:載頻 f0=1 GHz，脈寬 τ'=10 μs，帶寬 B=3MHz，調(diào)頻斜率 μ =B/τ'=0.3 MHz/μs.載頻參數(shù)對(duì)仿真結(jié)果影響較小，其作用主要體現(xiàn)在相位差Δφ =jφ －j2πf0Δτ 中，與輸出幅值無直接關(guān)系.

圖2表示了未加對(duì)消信號(hào)和對(duì)消信號(hào)不同延遲情況下的輸出包絡(luò)|Sout(t)|.轉(zhuǎn)發(fā)時(shí)延分別為Δτ=20，50，100 ns，相位調(diào)制 φ =π.由圖 2 可以看出:未加對(duì)消信號(hào)時(shí)，匹配輸出峰值為1，峰值發(fā)生在脈沖輸入結(jié)束時(shí)刻;時(shí)延為20 ns時(shí)，對(duì)消效果非常明顯，對(duì)消比(對(duì)消后與對(duì)消前幅值之比)達(dá)到了0.07;時(shí)延為50 ns時(shí)，對(duì)消比為0.2;時(shí)延為100 ns時(shí)，對(duì)消比為0.4;直到延遲300 ns時(shí)對(duì)消效果才會(huì)消失.現(xiàn)代微波器件響應(yīng)時(shí)間可以達(dá)到數(shù)十ns[15]，故若在100 ns內(nèi)完成對(duì)消信號(hào)的轉(zhuǎn)發(fā)，可以起到良好的對(duì)消效果.

仔細(xì)分析圖2可以看出，圖2b～圖2d中對(duì)消后的輸出峰值出現(xiàn)分叉，靠前的是原回波輸出，落后的是對(duì)消波輸出，其間隔恰為Δτ.當(dāng)峰值低于雷達(dá)檢測(cè)門限時(shí)，峰值分叉不會(huì)帶來嚴(yán)重影響;當(dāng)峰值超過檢測(cè)門限時(shí)，峰值分叉可能成為目標(biāo)識(shí)別特征，必須予以消除.可以通過減小Δτ或采取移頻干擾方法使對(duì)消峰值前移以削弱分叉特征.

圖2 不同延遲時(shí)間的對(duì)消輸出

下面分別分析脈寬、帶寬、延遲時(shí)間和調(diào)相、調(diào)幅精度對(duì)對(duì)消效果的具體影響.

1)脈寬的影響.

B和Δτ一定時(shí)，τ'的變化引起μ改變，由式(8)可知其對(duì)原回波和對(duì)消波輸出包絡(luò)峰值和位置無影響，僅改變各sinc函數(shù)包絡(luò)外形并由此改變二者矢量和的幅值.從另一個(gè)角度看，時(shí)寬帶寬積Bτ'也稱脈壓比，表示壓縮前寬度與壓縮后寬度之比[11]，B 一定時(shí)，τ'越大，脈壓比越大，則輸出主峰越窄.

對(duì)形如sinc[(at2+bt+c)π]的函數(shù)，其主峰的精確寬度還可由公式at2+bt+c=±1計(jì)算.采用直接仿真的方式對(duì)式(8)進(jìn)行檢驗(yàn)，結(jié)果表明:發(fā)射波脈寬越寬，總回波(包括SJ(t)和S(t))輸出主峰便越窄，但峰值幾乎不變，與理論較為吻合，如圖3所示.

圖3 不同脈寬的對(duì)消輸出(B=3MHz，Δτ=100ns，φ=π)

2)帶寬與時(shí)延的影響.

帶寬B對(duì)輸出包絡(luò)的影響與脈寬相似，不改變相消波各自輸出峰值的位置和大小，但通過改變二者的包絡(luò)外形而改變其矢量和的幅值.

對(duì)不同帶寬、不同延遲時(shí)間的輸入進(jìn)行仿真，結(jié)果表明:帶寬越大，對(duì)延遲時(shí)間要求越苛刻.以τ'=10μs的 LFM 波為例(見圖4)，當(dāng) B=8MHz時(shí)，延遲100ns的對(duì)消比約為0.94，當(dāng)B=40 MHz時(shí)，延遲需縮短至20ns才能達(dá)到同樣的效果.

表1列出了不同脈寬、不同時(shí)延和不同帶寬的典型數(shù)值結(jié)果，由表1可以看出:脈沖寬度對(duì)對(duì)消比影響甚微，與前文結(jié)論一致;不同脈寬時(shí)，為達(dá)到同樣的對(duì)消效果，延遲時(shí)間與帶寬乘積約為一個(gè)常值，此值與對(duì)消比成比例關(guān)系，其擬合圖如圖5所示.圖5表明:為達(dá)到良好的對(duì)消效果，時(shí)延Δτ與帶寬B之積越小越好，若其中B越大，則Δτ越小;此結(jié)論與脈寬無關(guān).圖4、圖5的結(jié)論是一致的.

圖4 不同帶寬的對(duì)消效果(τ'=10 μs，φ=π)

表1 不同帶寬、時(shí)延、脈寬的對(duì)消結(jié)果

圖5 時(shí)延帶寬積與對(duì)消比的關(guān)系

時(shí)延帶寬積的這種約束關(guān)系對(duì)LFM波的有源對(duì)消提出了特殊要求.現(xiàn)代雷達(dá)LFM波帶寬可達(dá)數(shù)百M(fèi)Hz，則留給對(duì)消器件的響應(yīng)時(shí)間非常短.以AN/APS-134(V)反潛雷達(dá)為例，其LFM波帶寬為 500 MHz[14]，由圖 5 結(jié)論，若要實(shí)現(xiàn) 0.4 的對(duì)消比，時(shí)延帶寬積約為300 ns·MHz，則轉(zhuǎn)發(fā)延遲時(shí)間必須低至0.6 ns.

3)調(diào)相精度的影響.

由2.1節(jié)知，原回波與對(duì)消波的相位差為Δφ =jφ －j2πf0Δτ，其中 f0Δτ 可認(rèn)為是已知整數(shù)，可通過調(diào)節(jié)φ來控制Δφ，但由于兩回波的輸出峰值在時(shí)間上相差一個(gè)Δτ，故Δφ=(2k+1)π能否獲得最佳對(duì)消效果還需驗(yàn)證.

圖6是相位調(diào)制φ與對(duì)消比關(guān)系圖.由圖6可以看出:最佳對(duì)消效果基本都在φ=1.0 π附近取得，相位偏大或偏小對(duì)最終結(jié)果影響相同，相位偏離最佳相位0.3π左右時(shí)即無對(duì)消效果;由圖5知對(duì)消比只與時(shí)延帶寬積相關(guān)，在圖6中可見其值越大則曲線越平緩.圖7是相位調(diào)制偏離1.0π的大小與由此引起的對(duì)消比偏離最佳值之間的關(guān)系，可以看出:時(shí)延帶寬積越小，對(duì)消效果對(duì)調(diào)相精度越敏感;結(jié)合圖5進(jìn)一步可知:為實(shí)現(xiàn)更好的對(duì)消效果，要求時(shí)延帶寬積更小，轉(zhuǎn)發(fā)調(diào)相需要做到更高的精度.

圖6 相位調(diào)制與對(duì)消比的關(guān)系

圖7 相位偏離與對(duì)消比偏離的關(guān)系

4)調(diào)幅精度的影響

圖8展示了對(duì)消波歸一化幅度與對(duì)消比的關(guān)系曲線;圖9展示了對(duì)消波歸一化幅度偏離與對(duì)消比偏離最佳值的關(guān)系曲線.可以看出:時(shí)延帶寬積越大，對(duì)消比隨調(diào)幅精度的變化曲線越和緩，即時(shí)延帶寬積越小，對(duì)消效果對(duì)調(diào)幅精度越敏感.這一點(diǎn)與調(diào)相精度的影響是一致的，不過調(diào)幅誤差帶來的對(duì)消比變化較調(diào)相誤差帶來的變化小，即時(shí)延帶寬積一定時(shí)，對(duì)消效果對(duì)相位比對(duì)幅度更敏感.

圖8 對(duì)消波幅度與對(duì)消比的關(guān)系

圖9 幅度偏離與對(duì)消比偏離的關(guān)系

3.2 調(diào)相、調(diào)頻轉(zhuǎn)發(fā)對(duì)消

2.2節(jié)已從理論上分析了若調(diào)相和調(diào)頻合適，相消波匹配濾波輸出將被有效對(duì)消.雷達(dá)發(fā)射波參數(shù)仍設(shè)為:載頻 f0=1GHz，脈寬 τ'=10μs，帶寬 B=3MHz，調(diào)頻斜率 μ =B/τ'=0.3MHz/μs;當(dāng)轉(zhuǎn)發(fā)延時(shí)Δτ=100 ns時(shí)，若只有相位調(diào)制無頻移調(diào)制，其輸出如圖10a所示，與圖2d相同;若同時(shí)進(jìn)行調(diào)頻調(diào)相轉(zhuǎn)發(fā)，則輸出為圖10b，效果十分明顯(理論峰值為0.01).

圖10 調(diào)相與調(diào)相調(diào)頻輸出效果對(duì)比(B=3 MHz，Δτ=100 ns，τ'=10 μs)

根據(jù)2.2節(jié)對(duì)輸出式(10)的分析知:在理想對(duì)消的情況下，帶寬對(duì)輸出峰值沒有影響，只對(duì)主峰寬度有影響，帶寬越寬，主峰越窄;時(shí)延和脈寬之商Δτ/τ'決定了總回波輸出峰值.仿真計(jì)算驗(yàn)證了此結(jié)論，典型結(jié)果如圖11所示，圖中峰值分別為 0.1，0.5，0.25 和 0.25，主峰寬度隨帶寬增大而變窄.

圖11 時(shí)延、脈寬、帶寬對(duì)對(duì)消結(jié)果的影響

以 f0=1 GHz，τ'=10 μs，Δτ=100 ns為基準(zhǔn)，帶寬為變量，圖12～圖14分別列出了對(duì)消波的調(diào)相、調(diào)頻、調(diào)幅精度對(duì)對(duì)消效果的影響.可以看出:對(duì)消比與調(diào)相精度大致成線性關(guān)系，與帶寬關(guān)系不大，相位偏離最佳點(diǎn)30%左右時(shí)即無對(duì)消效果;頻移精度對(duì)對(duì)消比的影響較復(fù)雜，帶寬較小時(shí)對(duì)消比隨頻移精度的變化較小且成線性關(guān)系，帶寬較大時(shí)對(duì)消比對(duì)頻移精度較敏感，稍微偏離最佳點(diǎn)對(duì)消比便迅速增大，且出現(xiàn)震蕩現(xiàn)象，振幅隨帶寬增大而減小;對(duì)消波的幅度對(duì)對(duì)消效果的影響也成線性關(guān)系，與帶寬無關(guān)，幅度偏離最佳點(diǎn)1倍時(shí)對(duì)消效果消失.圖中歸一化均以最佳對(duì)消點(diǎn)為基準(zhǔn)，即:fd=Δτ·μ，φ =(1+μΔτ2)π，對(duì)消波幅度與原回波相同，均為一個(gè)單位值.

圖12 相位精度與對(duì)消比的關(guān)系

圖13 移頻精度與對(duì)消比的關(guān)系

圖14 調(diào)幅精度與對(duì)消比的關(guān)系

4 結(jié)論

本文提出了一種LFM波的轉(zhuǎn)發(fā)干擾式有源對(duì)消技術(shù).通過對(duì)對(duì)消波進(jìn)行合理的頻率和相位調(diào)制，可使對(duì)消波與原回波在匹配濾波處理后得到較低的總輸出幅值，從而獲得較低的檢測(cè)概率.

進(jìn)行調(diào)相轉(zhuǎn)發(fā)的有源對(duì)消技術(shù)滿足以下規(guī)律:

1)帶寬與轉(zhuǎn)發(fā)時(shí)延的乘積共同決定了對(duì)消效果，其值越小則對(duì)消效果越好;

2)時(shí)延帶寬積越小，對(duì)相位和幅度調(diào)制精度的要求越高，不過相位精度的作用相對(duì)更重要;

3)脈寬只影響輸出包絡(luò)主峰寬度，對(duì)峰值大小無明顯影響.

進(jìn)行調(diào)頻調(diào)相轉(zhuǎn)發(fā)的有源對(duì)消技術(shù)滿足以下規(guī)律:

1)理論對(duì)消效果優(yōu)于只進(jìn)行調(diào)相轉(zhuǎn)發(fā)的對(duì)消技術(shù)，可以容忍較大的轉(zhuǎn)發(fā)延遲;

2)時(shí)延與脈寬之商決定了對(duì)消效果，帶寬只影響輸出主峰寬度，不影響峰值大小;

3)不同帶寬下，對(duì)消效果對(duì)調(diào)相精度要求相似，偏離最佳點(diǎn)30%左右即失去對(duì)消效果;

4)不同帶寬下，對(duì)消效果對(duì)調(diào)頻精度要求大不相同，帶寬較大時(shí)，對(duì)消效果對(duì)調(diào)頻精度非常敏感，稍微偏離便會(huì)失去對(duì)消效果;

5)不同帶寬下，對(duì)消效果對(duì)調(diào)幅精度要求相同，偏離最佳點(diǎn)1倍時(shí)對(duì)消效果消失.

References)

[1]趙國慶.雷達(dá)對(duì)抗原理[M].2版.西安:西安電子科技大學(xué)出版社，2012:12－15

Zhao Guoqing.Principle of radar electronic warfare[M].2nd ed.Xi’an:Xidian University Press，2012:12 － 15(in Chinese)

[2]向迎春，曲長文，李炳榮，等.基于艦船雷達(dá)散射特性的對(duì)消隱身仿真研究[J].系統(tǒng)仿真學(xué)報(bào)，2013，25(1):104 －110

Xiang Yingchun，Qu Changwen，Li Bingrong，et al.Simulation research on cancellation stealth of warship based on its radar scattering properties[J].Journal of System Simulation，2013，25(1):104－110(in Chinese)

[3]Xu S，Xu Y M.Assemble an active cancellation stealth system[J].Microwaves＆ RF，2012，51(7):S16 －S21

[4]林象平.雷達(dá)對(duì)抗原理[M].西安:西北電訊工程學(xué)院出版社，1985:227－228，290－291

Lin Xiangping.Principle of radar electronic warfare[M].Xi’an:Xibei Telecommunication Engineering Press，1985:227 － 228，290－291(in Chinese)

[5]王玉軍.線性調(diào)頻雷達(dá)干擾新技術(shù)及數(shù)字干擾合成研究[D].西安:西安電子科技大學(xué)，2011

Wang Yujun.Study on jamming to chirp radar and digital jamming synthesis[D].Xi’an:Xidian University，2011(in Chinese)

[6]賁德，王峰，雷志勇.基于認(rèn)知原理的機(jī)載雷達(dá)抗干擾技術(shù)研究[J].中國電子科學(xué)研究院學(xué)報(bào)，2013，8(4):368 －372

Ben De，Wang Feng，Lei Zhiyong.Key anti-jamming technique of airborne radar based on cognition[J].Journal of CAEIT，2013，8(4):368－372(in Chinese)

[7]丁鷺飛，張平.雷達(dá)系統(tǒng)[M].西安:西安電子科技大學(xué)出版社，1984:7－18

Ding Lufei，Zhang Ping.Radar system[M].Xi’an:Xidian University Press，1984:7 －18(in Chinese)

[8]Schleher D C.Electronic warfare in the information age[M].Massachusetts:Artech House，1999

[9]郭俊杰，王興華，王星，等.雷達(dá)信號(hào)頻率調(diào)制的靈巧噪聲干擾技術(shù)[J].西安電子科技大學(xué)學(xué)報(bào)，2013，40(4):155 －160

Guo Junjie，Wang Xinghua，Wang Xing，et al.New smart noise jamming of radar signal frequency modulation[J].Journal of Xidian University，2013，40(4):155 －160(in Chinese)

[10]潘小義，王偉，馮德軍，等.基于全脈沖分段轉(zhuǎn)發(fā)的LFM雷達(dá)干擾方法[J].國防科技大學(xué)學(xué)報(bào)，2013，35(3):119－125

Pan Xiaoyi，Wang Wei，F(xiàn)eng Dejun，et al.Repeater jamming against LFM radar based on pulse seperation[J].Journal of National University of Defense Technology，2013，35(3):119 －125(in Chinese)

[11]許小劍，黃培康.雷達(dá)系統(tǒng)及其信息處理[M].北京:電子工業(yè)出版社，2010:76－78

Xu Xiaojian，Huang Peikang.Radar system and its signal processing[M].Beijing:Publishing House of Electronics Industry，2010:76－78(in Chinese)

[12]DiFranco J V，Rubin W L.Radar detection[M].London:Prentice Hall，1968:289 － 309

[13]Mahafza B R，Elsherbeni A Z.MATLAB simulations for radar systems design[M].London:Chapman ＆ Hall/CRC，2004

[14]中航雷達(dá)與電子設(shè)備研究院.機(jī)載雷達(dá)手冊(cè)[M].北京:國防工業(yè)出版社，2004:319－321

Radar and Electronic Technology Research Institute of AVIC.Airborne radar handbook[M].Beijing:National Defense Industry Press，2004:319 －321(in Chinese)

[15]劉忠.基于DRFM的線性調(diào)頻脈沖壓縮雷達(dá)干擾新技術(shù)[D].長沙:國防科學(xué)技術(shù)大學(xué)，2006

Liu Zhong.Jamming technique for countering LFM pulse compression radar based on digital radio[D].Changsha:National University of Defense Technology，2006(in Chinese)