李良璋，王心堅

(同濟大學，上海 201804)

0 引 言

目前，續(xù)航里程短是制約電動車發(fā)展的一個重要因素。為了提高電動車的續(xù)航里程，除了提高電動車車載電池的能量密度外，對電動車系統(tǒng)能耗的優(yōu)化也是很重要的一個部分，因此，有關降低系統(tǒng)能耗的研究就一直沒有停止過。電機控制器逆變電路在電驅動系統(tǒng)中承擔著給電機直接提供三相交流電的任務，其損耗研究便是電驅動效率研究中的一個重點。由于在三相逆變電路中的電壓、電流處于高頻變化之中，因此，在實驗中對這些量進行測量和記錄就變得十分困難。以往的研究側重于理論的公式推導。而純理論推導出的結果由于考慮的因素不夠全面，導致與實際實驗結果往往相差較大;這就給仿真研究留下了一定的發(fā)揮空間。

本文建立起了較為精確的電驅動仿真模型，通過仿真實驗，得到了在不同工況下的逆變電路各個元件的功率損耗;對IGBT的損耗作了進一步的細致分析;得到了逆變電路效率，總結其效率分布規(guī)律并與實際實驗結果作比較，以驗證仿真分析結果的正確性。

1 模型結構

根據(jù)文獻［1］和電驅動模型以及矢量控制原理，本文建立起了電驅動仿真模型結構。

圖1 電驅動模型

根據(jù)三相交流電機的矢量變換原理，id，iq電流分量的大小決定了三相交流電機的輸出扭矩大小。該電驅動模型基于矢量控制原理，對id，iq電流進行控制，以達到對電機的輸出扭矩的控制目標。

根據(jù)以上電驅動模型結構，我們在仿真軟件中建立電驅動仿真模型，分為id，iq控制部分、PWM波生成部分、逆變器部分、電流反饋部分、電機模型及負載電機部分六個部分。

逆變電路模塊是本文的研究重點，其損耗為本文的研究對象。該模塊以PWM波生成模塊所輸出的PWM波和直流電源作為輸入，以三相電流作為輸出直接供給電機。因此，其工作電壓電流較大，產(chǎn)生的損耗也就較大，成為了電機控制器損耗研究的研究重點。

搭建出該部分的仿真結構如圖2所示。

圖2 逆變器仿真模型圖

模型中，IGBT參數(shù)根據(jù)某型逆變器模塊說明中所提供的數(shù)據(jù)進行設置。

表1 IGBT的仿真參數(shù)

理論上，各相的輸入的PWM波信號供給各相上橋臂IGBT，同時將對應的輸入PWM波信號反向運算后供給下橋臂IGBT。因此，同一相的上、下兩個橋臂的開關管控制PWM波信號應該是嚴格互補。

實際情形下，由于IGBT開關管的開啟關斷不可能在瞬間完成，而是需要一定的時間，因此會出現(xiàn)上下橋臂同時導通的情況，此時母線短路，其上的電流會很大，會發(fā)生電機控制器燒毀。在仿真過程中則體現(xiàn)為仿真結果出現(xiàn)過大尖峰，甚至仿真報錯。在目前的逆變器控制中，為了防止這種情況的出現(xiàn)，一種常用的辦法是引入“死區(qū)”，“死區(qū)”的引入方式有多種，本文采用的是使得上下橋臂的IGBT開啟時刻均延后，在上下橋臂IGBT工作切換時，上下橋臂的IGBT先一同關斷一段時間，如此便避開了同時導通的情況。這共同關斷的時間便是“死區(qū)”。

輸入的PWM波信號分為兩路，一路經(jīng)過一個非門，因此，得到了兩路互補的PWM波信號。而后，兩路均經(jīng)過一個buffer緩存延時，使得上升沿均延后4 μs的時間(經(jīng)過仿真實驗確定，IGBT的開啟和關斷持續(xù)時間在4 μs左右，由于死區(qū)時間過長會造成系統(tǒng)反應變慢以及不足反應等不良影響，所以設為延后時間設為4 μs)。

經(jīng)過死區(qū)生成部分后輸出的PWM波形如圖3所示。

圖3 處理后的PWM波信號

輸出的兩路PWM波信號則分別供給上橋臂的IGBT和下橋臂的IGBT。

在整流電路中，當負載是開關功率變換器時，由于負載電流的突變，會產(chǎn)生極高的感應電動勢。從這一點看，直流電源不僅僅提供直流電流，而是需要提供帶有豐富交流成分的脈沖電流。這時的直流電源不僅需要低的直流內(nèi)阻，還需要在很寬的頻帶寬度均具有良好的低阻抗，而寬頻段的低阻抗作為整流器的直流電源是不會提供的。要想獲得良好的寬頻段的低阻抗必須應用性能良好的電容器，利用電容器電壓不能躍變和電容器容抗隨頻率的升高而降低的特性，用電容器降低直流母線的交流阻抗。

由于這些原因，本文在逆變電路中引入了母線旁路電容，通過監(jiān)控電容的電流發(fā)現(xiàn)，電容的引入也造成了損耗，因此在接下來的分析中，將開關管損耗、二極管損耗同電容的損耗一并分析研究。

2 仿真結果及分析

2.1 一個開關周期內(nèi)的IGBT損耗研究

由于電機工作過程中，IGBT處于循環(huán)的開關狀態(tài)，為了更好地研究IGBT的損耗規(guī)律，本文先截取了一個IGBT開關周期的相關電壓，電流隨時間的變化數(shù)據(jù)進行研究。

圖4列出了在IGBT一個開關周期過程中，通過IGBT的電流、其兩端的電壓以及其損耗功率的波形圖。

圖4 一個開關周期內(nèi)IGBT的電流、其兩端的電壓以及其損耗功率波形圖

由圖4可知，在IGBT的工作中期，開關損耗功率占據(jù)了總損耗功率的比重較大。這是由于在開啟和關斷的過程中，電壓和電流不能突變，導致出現(xiàn)高電壓和高電流同時存在的情況。由參考文獻［2］可知，1 s內(nèi)開關過程中的損耗:

式中:fs代表IGBT的開關頻率。我們現(xiàn)在研究的是一個開關周期內(nèi)的IGBT開關損耗，取fs=1，可得一個開關周期內(nèi)的損耗:

因此可知，損耗功率同電壓和電流正相關并且和開啟持續(xù)時間呈現(xiàn)冪指數(shù)關系，這同以上圖中所示的仿真結果是基本吻合的。

2.2 一個開關周期中的二極管損耗分析

在逆變電路中，IGBT一般會并聯(lián)一個旁路二極管，這個二極管起電流續(xù)流的作用。在IGBT關閉時，由于感性負載的緣故，在對應的相上的電流并不會立刻降為零，因此，電流便通過同一相的另一橋臂的旁路二極管續(xù)流。

圖5 同一相位的上橋臂IGBT和下橋臂二極管的電流波形圖

圖5顯示了位于同一相位的上橋臂IGBT和下橋臂二極管的電流波形圖。從圖中可以看出二極管電流和IGBT電流呈現(xiàn)互補的關系，將它們疊加到一起便得到了一個完整的正弦變化電流曲線。所以二極管在IGBT關閉時起到續(xù)流的作用，單位電周期內(nèi)，IGBT的導通時間越短，則同相另一橋臂上的二極管的導通時間越長;IGBT的導通時電流越大，則當其關閉時，對應二極管導通電流也就越大。因此，二極管損耗同IGBT的損耗有較大的關系。

2.3 不同工作點下的逆變電路損耗分布分析

本文按照轉矩不變、轉速遞增原則和轉速不變、轉矩遞增原則分別選取了兩組工作點并經(jīng)過有限元仿真得到相關參數(shù)，如表2和表3所示。

可以發(fā)現(xiàn)，由于電機轉矩恒定，其d，q相電流也是恒定不變的，其轉速是由負載調(diào)速電機來調(diào)節(jié)。

表2 恒轉矩工作點

表3 恒轉速工作點

經(jīng)過仿真分析，得到了逆變電路中各個主要能耗元件在各個工作點上的能量損耗。根據(jù)逆變器的輸入電壓及電流，經(jīng)過MATLAB計算得到逆變器的各個工作點效率，如圖6所示。

圖6 逆變電路效率分布圖

在恒轉矩情形下研究IGBT的損耗變化，由于永磁同步電動機的輸出扭矩大小同定子磁鏈矢量的幅值和相位角有關系，而定子磁鏈由定子電流勵磁產(chǎn)生，所以在恒轉矩工作時，轉矩同電流有直接的關系，在本文中選取的幾個恒轉矩工作點中，定子電流(id，iq)均相同，由于損耗為電壓和電流的乘積，因此，相同的d，q相電流為接下來的研究工作提供了一定的便利。

參考圖4可以發(fā)現(xiàn)，IGBT一個開啟關斷循環(huán)功率波形圖中的兩端由于IGBT開啟關斷造成的功率尖峰在數(shù)量級上遠大于導通時的功率損耗，基于此，本文認為，一個電周期中IGBT的開關損耗和導通損耗的比值對IGBT的損耗表現(xiàn)是一個十分重要的參考值。所以，本文對之前的信號導入MATLAB后進行進一步的分析，分離出導通損耗。計算如表4、表5所示。

表4 恒轉矩(70 N·m)導通損耗

表5 IGBT開關損耗占總損耗的百分比

從表4、表5中可以看出，在轉速提高的過程中，導通損耗功率是在增加的。然而由圖6可以發(fā)現(xiàn)，隨著電機轉速的提高，逆變電路的總體效率也隨之提高，這說明整體IGBT的總損耗功率是在減小的。所以，其功率減小的原因在于開關損耗功率的降低，開關損耗功率占總損耗功率的比重在降低。

而在恒轉速的情形下，經(jīng)過計算，可以得到IGBT的損耗功率如表6所示。

表6 恒轉速IGBT損耗

可以看出，隨著扭矩的提高，IGBT的損耗功率也隨之提高。然而由于系統(tǒng)的總功率在扭矩增加的過程中也隨之提高，所以系統(tǒng)的效率并沒有太大的變化。

3 其他影響逆變電路損耗規(guī)律的元件損耗規(guī)律研究

3.1 二極管損耗規(guī)律研究

經(jīng)過仿真及MATLAB數(shù)據(jù)處理，我們得到恒轉矩條件下的二極管損耗功率。由于各個二極管功耗相同，因此表7列出其中一個二極管的各工況功率損耗。

表7 恒轉矩條件下二極管損耗功率

可見，此時二極管的損耗功率隨著轉速的提高也呈現(xiàn)出降低的趨勢。

利用MATLAB程序分析，我們可以分別得到占空比分布于十個以10%為梯度的檔位(0～10%，10% ～20%，20% ～30%，…，90% ～100%)內(nèi) PWM波周期數(shù)占整個周期數(shù)的百分比和平均電流值。將二者相乘得到各個檔位內(nèi)相應IGBT原件的電流期望如圖8所示。可以發(fā)現(xiàn)，隨著轉速的升高，IGBT上的導通電流期望偏向高占空比區(qū)域;對應的，由于IGBT的工作電流和二極管的工作電流相同而PWM周期互補，因此，二極管的電流期望應當向低占空比方向偏移。由于扭矩是恒定的，電流正弦波是相同的。這意味著，隨著轉速的提高，二極管導通時的電流波形包絡線是相同的，然而在電流較大時(幅值附近)，其導通時間減少;在電流較小時導通時間延長。因此，隨著轉速的提高，二極管的損耗功率呈現(xiàn)下降趨勢。

圖8 IGBT的電流分布期望圖

如表8所示，在轉速不變的情況下，由于相電流的增加，導致了二極管的續(xù)流電流增大，從而二極管的損耗增加。

表8 恒轉速工況下二極管損耗功率

3.2 母線電容損耗分析

在本文的逆變電路仿真模型中，母線同4個電容并聯(lián)，電容值為3300 μF，其模型等效圖如圖9所示。

圖9 電容模型等效圖

經(jīng)過仿真，電容上發(fā)生了一定的損耗，經(jīng)過MATLAB計算，我們得到單個電容的各個工作點損耗，如表9、表10所示。

表9 恒轉矩工況下電容單管損耗功率

表10 恒轉速工況下電容單管損耗功率

從表9、表10的數(shù)據(jù)中可以看出，電容的損耗同電機的轉速并無明顯的關系;而同電機的轉矩，即同母線上的電流關系較大，隨著電機扭矩的升高，母線電流增加而增加。

4 結 語

(1)盡管存在著導通損耗，IGBT的損耗主要集中在開關損耗。造成開關損耗的主要原因是電流、電壓的變化延遲。

(2)電機控制器逆變電路的主要損耗為IGBT的能量損耗，其次為并聯(lián)電容、旁路二極管以及電路的其余雜散損耗。

(3)為了降低IGBT開關管的能量損耗，應該對PWM波的生成方式和電機控制算法二者同時進行優(yōu)化。在電機的運行過程中，也應讓其盡量工作在高轉速區(qū)域，以提高逆變器工作效率。

(4)目前，對電機控制器逆變電路實際運行時各元件的損耗功率進行精確量化分析還有一定的困難。為了更進一步的分析，需要結合實際電路，獲得更多的電路實際參數(shù)來改進模型，這些工作將在后續(xù)開展。

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