李良璋，王心堅(jiān)

(同濟(jì)大學(xué)，上海 201804)

0 引 言

目前，續(xù)航里程短是制約電動(dòng)車(chē)發(fā)展的一個(gè)重要因素。為了提高電動(dòng)車(chē)的續(xù)航里程，除了提高電動(dòng)車(chē)車(chē)載電池的能量密度外，對(duì)電動(dòng)車(chē)系統(tǒng)能耗的優(yōu)化也是很重要的一個(gè)部分，因此，有關(guān)降低系統(tǒng)能耗的研究就一直沒(méi)有停止過(guò)。電機(jī)控制器逆變電路在電驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)中承擔(dān)著給電機(jī)直接提供三相交流電的任務(wù)，其損耗研究便是電驅(qū)動(dòng)效率研究中的一個(gè)重點(diǎn)。由于在三相逆變電路中的電壓、電流處于高頻變化之中，因此，在實(shí)驗(yàn)中對(duì)這些量進(jìn)行測(cè)量和記錄就變得十分困難。以往的研究側(cè)重于理論的公式推導(dǎo)。而純理論推導(dǎo)出的結(jié)果由于考慮的因素不夠全面，導(dǎo)致與實(shí)際實(shí)驗(yàn)結(jié)果往往相差較大;這就給仿真研究留下了一定的發(fā)揮空間。

本文建立起了較為精確的電驅(qū)動(dòng)仿真模型，通過(guò)仿真實(shí)驗(yàn)，得到了在不同工況下的逆變電路各個(gè)元件的功率損耗;對(duì)IGBT的損耗作了進(jìn)一步的細(xì)致分析;得到了逆變電路效率，總結(jié)其效率分布規(guī)律并與實(shí)際實(shí)驗(yàn)結(jié)果作比較，以驗(yàn)證仿真分析結(jié)果的正確性。

1 模型結(jié)構(gòu)

根據(jù)文獻(xiàn)［1］和電驅(qū)動(dòng)模型以及矢量控制原理，本文建立起了電驅(qū)動(dòng)仿真模型結(jié)構(gòu)。

圖1 電驅(qū)動(dòng)模型

根據(jù)三相交流電機(jī)的矢量變換原理，id，iq電流分量的大小決定了三相交流電機(jī)的輸出扭矩大小。該電驅(qū)動(dòng)模型基于矢量控制原理，對(duì)id，iq電流進(jìn)行控制，以達(dá)到對(duì)電機(jī)的輸出扭矩的控制目標(biāo)。

根據(jù)以上電驅(qū)動(dòng)模型結(jié)構(gòu)，我們?cè)诜抡孳浖薪㈦婒?qū)動(dòng)仿真模型，分為id，iq控制部分、PWM波生成部分、逆變器部分、電流反饋部分、電機(jī)模型及負(fù)載電機(jī)部分六個(gè)部分。

逆變電路模塊是本文的研究重點(diǎn)，其損耗為本文的研究對(duì)象。該模塊以PWM波生成模塊所輸出的PWM波和直流電源作為輸入，以三相電流作為輸出直接供給電機(jī)。因此，其工作電壓電流較大，產(chǎn)生的損耗也就較大，成為了電機(jī)控制器損耗研究的研究重點(diǎn)。

搭建出該部分的仿真結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 逆變器仿真模型圖

模型中，IGBT參數(shù)根據(jù)某型逆變器模塊說(shuō)明中所提供的數(shù)據(jù)進(jìn)行設(shè)置。

表1 IGBT的仿真參數(shù)

理論上，各相的輸入的PWM波信號(hào)供給各相上橋臂IGBT，同時(shí)將對(duì)應(yīng)的輸入PWM波信號(hào)反向運(yùn)算后供給下橋臂IGBT。因此，同一相的上、下兩個(gè)橋臂的開(kāi)關(guān)管控制PWM波信號(hào)應(yīng)該是嚴(yán)格互補(bǔ)。

實(shí)際情形下，由于IGBT開(kāi)關(guān)管的開(kāi)啟關(guān)斷不可能在瞬間完成，而是需要一定的時(shí)間，因此會(huì)出現(xiàn)上下橋臂同時(shí)導(dǎo)通的情況，此時(shí)母線(xiàn)短路，其上的電流會(huì)很大，會(huì)發(fā)生電機(jī)控制器燒毀。在仿真過(guò)程中則體現(xiàn)為仿真結(jié)果出現(xiàn)過(guò)大尖峰，甚至仿真報(bào)錯(cuò)。在目前的逆變器控制中，為了防止這種情況的出現(xiàn)，一種常用的辦法是引入“死區(qū)”，“死區(qū)”的引入方式有多種，本文采用的是使得上下橋臂的IGBT開(kāi)啟時(shí)刻均延后，在上下橋臂IGBT工作切換時(shí)，上下橋臂的IGBT先一同關(guān)斷一段時(shí)間，如此便避開(kāi)了同時(shí)導(dǎo)通的情況。這共同關(guān)斷的時(shí)間便是“死區(qū)”。

輸入的PWM波信號(hào)分為兩路，一路經(jīng)過(guò)一個(gè)非門(mén)，因此，得到了兩路互補(bǔ)的PWM波信號(hào)。而后，兩路均經(jīng)過(guò)一個(gè)buffer緩存延時(shí)，使得上升沿均延后4 μs的時(shí)間(經(jīng)過(guò)仿真實(shí)驗(yàn)確定，IGBT的開(kāi)啟和關(guān)斷持續(xù)時(shí)間在4 μs左右，由于死區(qū)時(shí)間過(guò)長(zhǎng)會(huì)造成系統(tǒng)反應(yīng)變慢以及不足反應(yīng)等不良影響，所以設(shè)為延后時(shí)間設(shè)為4 μs)。

經(jīng)過(guò)死區(qū)生成部分后輸出的PWM波形如圖3所示。

圖3 處理后的PWM波信號(hào)

輸出的兩路PWM波信號(hào)則分別供給上橋臂的IGBT和下橋臂的IGBT。

在整流電路中，當(dāng)負(fù)載是開(kāi)關(guān)功率變換器時(shí)，由于負(fù)載電流的突變，會(huì)產(chǎn)生極高的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)。從這一點(diǎn)看，直流電源不僅僅提供直流電流，而是需要提供帶有豐富交流成分的脈沖電流。這時(shí)的直流電源不僅需要低的直流內(nèi)阻，還需要在很寬的頻帶寬度均具有良好的低阻抗，而寬頻段的低阻抗作為整流器的直流電源是不會(huì)提供的。要想獲得良好的寬頻段的低阻抗必須應(yīng)用性能良好的電容器，利用電容器電壓不能躍變和電容器容抗隨頻率的升高而降低的特性，用電容器降低直流母線(xiàn)的交流阻抗。

由于這些原因，本文在逆變電路中引入了母線(xiàn)旁路電容，通過(guò)監(jiān)控電容的電流發(fā)現(xiàn)，電容的引入也造成了損耗，因此在接下來(lái)的分析中，將開(kāi)關(guān)管損耗、二極管損耗同電容的損耗一并分析研究。

2 仿真結(jié)果及分析

2.1 一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的IGBT損耗研究

由于電機(jī)工作過(guò)程中，IGBT處于循環(huán)的開(kāi)關(guān)狀態(tài)，為了更好地研究IGBT的損耗規(guī)律，本文先截取了一個(gè)IGBT開(kāi)關(guān)周期的相關(guān)電壓，電流隨時(shí)間的變化數(shù)據(jù)進(jìn)行研究。

圖4列出了在IGBT一個(gè)開(kāi)關(guān)周期過(guò)程中，通過(guò)IGBT的電流、其兩端的電壓以及其損耗功率的波形圖。

圖4 一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)IGBT的電流、其兩端的電壓以及其損耗功率波形圖

由圖4可知，在IGBT的工作中期，開(kāi)關(guān)損耗功率占據(jù)了總損耗功率的比重較大。這是由于在開(kāi)啟和關(guān)斷的過(guò)程中，電壓和電流不能突變，導(dǎo)致出現(xiàn)高電壓和高電流同時(shí)存在的情況。由參考文獻(xiàn)［2］可知，1 s內(nèi)開(kāi)關(guān)過(guò)程中的損耗:

式中:fs代表IGBT的開(kāi)關(guān)頻率。我們現(xiàn)在研究的是一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的IGBT開(kāi)關(guān)損耗，取fs=1，可得一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的損耗:

因此可知，損耗功率同電壓和電流正相關(guān)并且和開(kāi)啟持續(xù)時(shí)間呈現(xiàn)冪指數(shù)關(guān)系，這同以上圖中所示的仿真結(jié)果是基本吻合的。

2.2 一個(gè)開(kāi)關(guān)周期中的二極管損耗分析

在逆變電路中，IGBT一般會(huì)并聯(lián)一個(gè)旁路二極管，這個(gè)二極管起電流續(xù)流的作用。在IGBT關(guān)閉時(shí)，由于感性負(fù)載的緣故，在對(duì)應(yīng)的相上的電流并不會(huì)立刻降為零，因此，電流便通過(guò)同一相的另一橋臂的旁路二極管續(xù)流。

圖5 同一相位的上橋臂IGBT和下橋臂二極管的電流波形圖

圖5顯示了位于同一相位的上橋臂IGBT和下橋臂二極管的電流波形圖。從圖中可以看出二極管電流和IGBT電流呈現(xiàn)互補(bǔ)的關(guān)系，將它們疊加到一起便得到了一個(gè)完整的正弦變化電流曲線(xiàn)。所以二極管在IGBT關(guān)閉時(shí)起到續(xù)流的作用，單位電周期內(nèi)，IGBT的導(dǎo)通時(shí)間越短，則同相另一橋臂上的二極管的導(dǎo)通時(shí)間越長(zhǎng);IGBT的導(dǎo)通時(shí)電流越大，則當(dāng)其關(guān)閉時(shí)，對(duì)應(yīng)二極管導(dǎo)通電流也就越大。因此，二極管損耗同IGBT的損耗有較大的關(guān)系。

2.3 不同工作點(diǎn)下的逆變電路損耗分布分析

本文按照轉(zhuǎn)矩不變、轉(zhuǎn)速遞增原則和轉(zhuǎn)速不變、轉(zhuǎn)矩遞增原則分別選取了兩組工作點(diǎn)并經(jīng)過(guò)有限元仿真得到相關(guān)參數(shù)，如表2和表3所示。

可以發(fā)現(xiàn)，由于電機(jī)轉(zhuǎn)矩恒定，其d，q相電流也是恒定不變的，其轉(zhuǎn)速是由負(fù)載調(diào)速電機(jī)來(lái)調(diào)節(jié)。

表2 恒轉(zhuǎn)矩工作點(diǎn)

表3 恒轉(zhuǎn)速工作點(diǎn)

經(jīng)過(guò)仿真分析，得到了逆變電路中各個(gè)主要能耗元件在各個(gè)工作點(diǎn)上的能量損耗。根據(jù)逆變器的輸入電壓及電流，經(jīng)過(guò)MATLAB計(jì)算得到逆變器的各個(gè)工作點(diǎn)效率，如圖6所示。

圖6 逆變電路效率分布圖

在恒轉(zhuǎn)矩情形下研究IGBT的損耗變化，由于永磁同步電動(dòng)機(jī)的輸出扭矩大小同定子磁鏈?zhǔn)噶康姆岛拖辔唤怯嘘P(guān)系，而定子磁鏈由定子電流勵(lì)磁產(chǎn)生，所以在恒轉(zhuǎn)矩工作時(shí)，轉(zhuǎn)矩同電流有直接的關(guān)系，在本文中選取的幾個(gè)恒轉(zhuǎn)矩工作點(diǎn)中，定子電流(id，iq)均相同，由于損耗為電壓和電流的乘積，因此，相同的d，q相電流為接下來(lái)的研究工作提供了一定的便利。

參考圖4可以發(fā)現(xiàn)，IGBT一個(gè)開(kāi)啟關(guān)斷循環(huán)功率波形圖中的兩端由于IGBT開(kāi)啟關(guān)斷造成的功率尖峰在數(shù)量級(jí)上遠(yuǎn)大于導(dǎo)通時(shí)的功率損耗，基于此，本文認(rèn)為，一個(gè)電周期中IGBT的開(kāi)關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗的比值對(duì)IGBT的損耗表現(xiàn)是一個(gè)十分重要的參考值。所以，本文對(duì)之前的信號(hào)導(dǎo)入MATLAB后進(jìn)行進(jìn)一步的分析，分離出導(dǎo)通損耗。計(jì)算如表4、表5所示。

表4 恒轉(zhuǎn)矩(70 N·m)導(dǎo)通損耗

表5 IGBT開(kāi)關(guān)損耗占總損耗的百分比

從表4、表5中可以看出，在轉(zhuǎn)速提高的過(guò)程中，導(dǎo)通損耗功率是在增加的。然而由圖6可以發(fā)現(xiàn)，隨著電機(jī)轉(zhuǎn)速的提高，逆變電路的總體效率也隨之提高，這說(shuō)明整體IGBT的總損耗功率是在減小的。所以，其功率減小的原因在于開(kāi)關(guān)損耗功率的降低，開(kāi)關(guān)損耗功率占總損耗功率的比重在降低。

而在恒轉(zhuǎn)速的情形下，經(jīng)過(guò)計(jì)算，可以得到IGBT的損耗功率如表6所示。

表6 恒轉(zhuǎn)速I(mǎi)GBT損耗

可以看出，隨著扭矩的提高，IGBT的損耗功率也隨之提高。然而由于系統(tǒng)的總功率在扭矩增加的過(guò)程中也隨之提高，所以系統(tǒng)的效率并沒(méi)有太大的變化。

3 其他影響逆變電路損耗規(guī)律的元件損耗規(guī)律研究

3.1 二極管損耗規(guī)律研究

經(jīng)過(guò)仿真及MATLAB數(shù)據(jù)處理，我們得到恒轉(zhuǎn)矩條件下的二極管損耗功率。由于各個(gè)二極管功耗相同，因此表7列出其中一個(gè)二極管的各工況功率損耗。

表7 恒轉(zhuǎn)矩條件下二極管損耗功率

可見(jiàn)，此時(shí)二極管的損耗功率隨著轉(zhuǎn)速的提高也呈現(xiàn)出降低的趨勢(shì)。

利用MATLAB程序分析，我們可以分別得到占空比分布于十個(gè)以10%為梯度的檔位(0～10%，10% ～20%，20% ～30%，…，90% ～100%)內(nèi) PWM波周期數(shù)占整個(gè)周期數(shù)的百分比和平均電流值。將二者相乘得到各個(gè)檔位內(nèi)相應(yīng)IGBT原件的電流期望如圖8所示?？梢园l(fā)現(xiàn)，隨著轉(zhuǎn)速的升高，IGBT上的導(dǎo)通電流期望偏向高占空比區(qū)域;對(duì)應(yīng)的，由于IGBT的工作電流和二極管的工作電流相同而PWM周期互補(bǔ)，因此，二極管的電流期望應(yīng)當(dāng)向低占空比方向偏移。由于扭矩是恒定的，電流正弦波是相同的。這意味著，隨著轉(zhuǎn)速的提高，二極管導(dǎo)通時(shí)的電流波形包絡(luò)線(xiàn)是相同的，然而在電流較大時(shí)(幅值附近)，其導(dǎo)通時(shí)間減少;在電流較小時(shí)導(dǎo)通時(shí)間延長(zhǎng)。因此，隨著轉(zhuǎn)速的提高，二極管的損耗功率呈現(xiàn)下降趨勢(shì)。

圖8 IGBT的電流分布期望圖

如表8所示，在轉(zhuǎn)速不變的情況下，由于相電流的增加，導(dǎo)致了二極管的續(xù)流電流增大，從而二極管的損耗增加。

表8 恒轉(zhuǎn)速工況下二極管損耗功率

3.2 母線(xiàn)電容損耗分析

在本文的逆變電路仿真模型中，母線(xiàn)同4個(gè)電容并聯(lián)，電容值為3300 μF，其模型等效圖如圖9所示。

圖9 電容模型等效圖

經(jīng)過(guò)仿真，電容上發(fā)生了一定的損耗，經(jīng)過(guò)MATLAB計(jì)算，我們得到單個(gè)電容的各個(gè)工作點(diǎn)損耗，如表9、表10所示。

表9 恒轉(zhuǎn)矩工況下電容單管損耗功率

表10 恒轉(zhuǎn)速工況下電容單管損耗功率

從表9、表10的數(shù)據(jù)中可以看出，電容的損耗同電機(jī)的轉(zhuǎn)速并無(wú)明顯的關(guān)系;而同電機(jī)的轉(zhuǎn)矩，即同母線(xiàn)上的電流關(guān)系較大，隨著電機(jī)扭矩的升高，母線(xiàn)電流增加而增加。

4 結(jié) 語(yǔ)

(1)盡管存在著導(dǎo)通損耗，IGBT的損耗主要集中在開(kāi)關(guān)損耗。造成開(kāi)關(guān)損耗的主要原因是電流、電壓的變化延遲。

(2)電機(jī)控制器逆變電路的主要損耗為IGBT的能量損耗，其次為并聯(lián)電容、旁路二極管以及電路的其余雜散損耗。

(3)為了降低IGBT開(kāi)關(guān)管的能量損耗，應(yīng)該對(duì)PWM波的生成方式和電機(jī)控制算法二者同時(shí)進(jìn)行優(yōu)化。在電機(jī)的運(yùn)行過(guò)程中，也應(yīng)讓其盡量工作在高轉(zhuǎn)速區(qū)域，以提高逆變器工作效率。

(4)目前，對(duì)電機(jī)控制器逆變電路實(shí)際運(yùn)行時(shí)各元件的損耗功率進(jìn)行精確量化分析還有一定的困難。為了更進(jìn)一步的分析，需要結(jié)合實(shí)際電路，獲得更多的電路實(shí)際參數(shù)來(lái)改進(jìn)模型，這些工作將在后續(xù)開(kāi)展。

［1］李崇堅(jiān).交流同步電機(jī)調(diào)速系統(tǒng)［M］.北京:科學(xué)出版社，2006.

［2］賀虎成，杜京義，劉衛(wèi)國(guó).無(wú)刷直流電機(jī)驅(qū)動(dòng)用IGBT逆變器能耗分析［J］.電力電子技術(shù)，2009，43(4):34 －36.

［3］Infineon Technologies.FS800R07A2E3 IGBT 模塊產(chǎn)品說(shuō)明［Z］.Infineon Technologies，2011.

［4］朱思國(guó)，金永順.基于IGBT門(mén)驅(qū)動(dòng)減小PWM逆變器死區(qū)影響的策略［J］.電氣應(yīng)用，2007，26(1):73 －76.

［5］THAPER N，BALIGA B J.A new IGBT structure with a wider Safe Operating Area(SOA)［C］//Proceedings of the 6th International Symposium on Power Semiconductor Devies and ICs.IEEE，1994:177－182.

［6］SEO J H.A new simplified space－vector PWM method for threelevel inverters［J］.IEEE Transanctions on Power Electronics，2001，16(4):545 －550.

［7］潘星，劉會(huì)金.IGBT功率器件工作中存在的問(wèn)題及解決方法［J］.電力自動(dòng)化設(shè)備，2004，24(9):9 －14.

［8］楊志，劉建政，趙爭(zhēng)鳴，等.用于三電平逆變器中的IGBT驅(qū)動(dòng)保護(hù)電路設(shè)計(jì)［J］.電力自動(dòng)化設(shè)備2004，24(4):42－44.

［9］李東倉(cāng)，呂振肅，楊磊.串聯(lián)諧振并聯(lián)輸出IGBT逆變器研究［J］.電力電子技術(shù)，2000，34(2):16 －18.

［10］BIMAL K B.現(xiàn)代電力電子學(xué)與交流傳動(dòng)［M］.王聰，趙金，譯.北京:機(jī)械工業(yè)出版社，2005.

［11］BUJA G S，INDRI G B.Optimal pulsewidth modulation for feeding AC motors［J］.IEEE Trans.on IA，1977，IA －13(1):38 －44.

［12］ZACH F C.Efficiency optimal control for AC drives with PWM inverters［J］.IEEE.Trans.on IA，1985，IA －21(4):987 －1000.

［13］TRZYNADLOWSKI A M，BLAABJERG F，PEDERSEN J K，et al.Random pulse width modulation techniques for converter fed drive systems－areview［C］//IEEE Industry Applications Society Annual Meeting，1993:1136 －1143.

［14］AGELIDIS V G，VINCENTI D.Optimum non － deterministic pulse－width modulation for three－phase inverters［C］//IEEE IECON Conf.Rec.，1993:1234 －1239.

［15］Mitsubishi Electric.General consideration for IGBT and intelligent power modules［Z］.Mitsubishi Electric，2001.

［16］JIAN S，BEINEKE S，GROTSTOLLEN H.Optimal PWM based on real－ time solution of harmonic elimination equations［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，1996，11(4):612 －621.

［17］何凱航.SVPWM控制算法研究與實(shí)現(xiàn)［J］.機(jī)電工程，2011，28(10):1231 －1233，1245.

［18］寇正華，劉文生.基于BP神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的SVPWM算法的研究與仿真［J］.化工自動(dòng)化及儀表，2011，38(2):190 －193.

［19］蔡寶平，劉永紅，張海峰，等.基于人工神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的SVPWM技術(shù)［J］.電力系統(tǒng)及其自動(dòng)化學(xué)報(bào)，2010，22(1):43 －47.

［20］萬(wàn)健如，魏志強(qiáng)，李蓮，等.針對(duì)SVPWM死區(qū)問(wèn)題一種新的控制方法［J］.電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2006，21(7):105 －108，120.