李彥林 ，王明彥 ，鄭載滿

（1.哈爾濱工業(yè)大學(xué) 電氣工程及自動化學(xué)院，黑龍江 哈爾濱 150001；2.黑龍江東方學(xué)院，黑龍江 哈爾濱 150086）

0 引言

相對于大電網(wǎng)，以分布式發(fā)電理論為基礎(chǔ)，包含分布式電源、負荷、儲能裝置的微電網(wǎng)作為一個可控的供電系統(tǒng)，既可運行在并網(wǎng)模式，也可運行在孤島模式。由于微電網(wǎng)自身的容量相對較小而呈現(xiàn)出弱電網(wǎng)的特點以及在負載非線性、不平衡突變等情況影響下，微電網(wǎng)內(nèi)的電壓、電流諧波、三相電壓不平衡、電壓波動跌落等電能質(zhì)量問題相對于大電網(wǎng)更突出，尤其在微電網(wǎng)與配電網(wǎng)公共連接點（PCC）處的電能質(zhì)量問題，除了會影響微電網(wǎng)的穩(wěn)定運行，還會對配電網(wǎng)帶來影響。此外，可再生能源，如風(fēng)力發(fā)電、光伏發(fā)電等微電源由于受天氣、環(huán)境等因素影響而具有的功率波動性也會影響微電網(wǎng)的電能質(zhì)量，特別是對PCC處電壓、頻率的穩(wěn)定性影響。如何抑制微電網(wǎng)內(nèi)電能質(zhì)量問題，在保證微電網(wǎng)有效運行的前提下發(fā)揮其優(yōu)勢，是非常值得關(guān)注的問題［1-2］。

針對微電網(wǎng)的功率波動，一般采用儲能裝置通過雙向變流器（VSC）來平抑功率波動。文獻［3-4］采用蓄電池儲能進行功率調(diào)節(jié)來抑制功率波動。儲能系統(tǒng)在調(diào)節(jié)微電網(wǎng)功率時通常有冗余容量，甚至可能在一定時間內(nèi)閑置。另一方面，結(jié)合并網(wǎng)發(fā)電同時實現(xiàn)無功、不平衡補償和有源濾波等功能的復(fù)合多功能并網(wǎng)逆變器被提出［5-6］。

儲能裝置若能結(jié)合多功能并網(wǎng)逆變器充分利用儲能容量，則既可降低系統(tǒng)的投資成本，減小系統(tǒng)體積，又能在實現(xiàn)功率輸出的同時具有電能質(zhì)量補償功能。為此本文提出基于比例矢量比例積分（PVPI）控制的微電網(wǎng)儲能變流器分頻協(xié)調(diào)控制策略，實現(xiàn)功率輸出控制和對微電網(wǎng)無功、三相電流不平衡及諧波等多目標(biāo)按系統(tǒng)余量進行分頻補償控制。

1 微電網(wǎng)組成和變流器結(jié)構(gòu)

圖1所示的輻射狀微電網(wǎng)組成結(jié)構(gòu)中含有微電源、儲能和負荷。其中，微電源包括采用并網(wǎng)逆變器接口的光伏電池DG2、DG3，風(fēng)力發(fā)電模擬器DG4，儲能裝置DG1掛接在PCC處，微電網(wǎng)帶有的負荷為整流負荷、不平衡負荷、單相負荷與普通阻感性負荷；Sx（x=s，1，2，3，4）為靜態(tài)開關(guān)；線路阻抗 Zx（x=s，2，3，4）呈阻性。光伏與風(fēng)力發(fā)電接口變流器均采用PQ控制，微電網(wǎng)與配電網(wǎng)并網(wǎng)運行，由配電網(wǎng)對其提供電壓和頻率支撐。

圖1 微電網(wǎng)組成結(jié)構(gòu)Fig.1 Structure of microgrid

基于諧振控制的多功能儲能系統(tǒng)既能對微電網(wǎng)提供有功支持，輸出或吸收有功功率，還可以對微電網(wǎng)指定次（如5、7、11次）諧波以及一定量的無功和不平衡電流進行補償。該儲能系統(tǒng)主要由磷酸鐵鋰（LiFePO4）電池儲能和四橋臂VSC構(gòu)成，結(jié)構(gòu)如圖2所示。圖中，Lb為直流電感；udc1為直流電壓；io為直流電流；ux、ix（x=a，b，c，n）為電網(wǎng)電壓、電流。

LiFePO4動態(tài)特性模型采用二階RC模型，如圖3所示。圖中，R0表示歐姆內(nèi)阻；RP1和RP2表示極化內(nèi)阻；CP1和 CP2表示極化電容［7］。

圖2 微電網(wǎng)變流器結(jié)構(gòu)Fig.2 Structure of microgrid converter

圖3 LiFePO4電池模型Fig.3 Model of LiFePO4battery

2 參考電流合成方法

微電網(wǎng)變流器輸出由兩部分組成：上層控制給出的有功、無功電流指令；補償無功、不平衡和諧波電流指令。兩者合成作為VSC控制電流指令。

2.1 補償電流生成方法

如果微電網(wǎng)三相電壓不平衡并含有諧波，會影響鎖相環(huán)（PLL）輸出的頻率和相位使其產(chǎn)生誤差。正常電壓情況下代表實際電網(wǎng)電壓矢量的相位Ф和采用PLL檢測到的電壓矢量相位θ應(yīng)相等，但由于受電壓不對稱和諧波的干擾使得Ф≠θ，致使PLL在檢測電網(wǎng)電壓相位時產(chǎn)生誤差［8］。

本文采用基于瞬時功率理論的諧波、無功及不平衡電流檢測方法抑制電壓不平衡畸變干擾，如圖4中利用 Cabc-αβ（Clarke）變換將三相電網(wǎng)電壓 ua、ub、uc變換到 αβ 兩相靜止坐標(biāo)系內(nèi)［5，9］，如式（1）所示。

變換后得到含有各次諧波與正、負序基波分量的uα、uβ。為消除干擾，需檢測出不含諧波的正序基波，利用圖5中基于諧振器的檢測方法可以檢測出基波正序電壓［9-10］，其中分別為響應(yīng)頻率、阻尼系數(shù)和基波電壓正序α、β分量。

在αβ坐標(biāo)系到同步旋轉(zhuǎn)dq坐標(biāo)系變換過程中，同步旋轉(zhuǎn)角 ωt+θ正弦、余弦可直接由電壓表示［11-12］：

圖4 多目標(biāo)電流補償值檢測框圖Fig.4 Detection of multi-objective compensation current

圖5 基波正序電壓檢測框圖Fig.5 Detection of fundamental positive sequence voltage

ωt+θ與實際電網(wǎng)基波電壓矢量中相位時刻保持一致。三相靜止坐標(biāo)系內(nèi)電流ia、ib、ic變換到兩相靜止坐標(biāo)系內(nèi)表示為 iα、iβ、i0，其中 iα、iβ包含正序基波分量。iα、iβ利用Park變換到dq同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中表示為直流形式的有功電流（id）、無功電流（iq）。電流變換到dq坐標(biāo)系內(nèi)，其所包含的諧波及負序電流分量均以諧波的形式體現(xiàn)在id、iq內(nèi)，需要采用低通濾波器（LPF）濾除id、iq中的諧波，得到不含諧波的直流有功電流 id-dc、無功電流 iq-dc，再對 id-dc、iq-dc進行Park反變換得到αβ靜止坐標(biāo)系內(nèi)的不含諧波的基波有功電流（Ks斷開），再從兩相靜止坐標(biāo)系內(nèi)電流 iα、iβ中減去加上零序分量 i0構(gòu)成含有無功和諧波及不平衡基波負序、零序分量的補償電流

2.2 并網(wǎng)參考電流

在αβ坐標(biāo)系內(nèi)，根據(jù)瞬時功率理論復(fù)功率S可定義為電壓矢量e與電流共軛矢量i*的乘積［13］：

其中，uα、uβ和 iα、iβ分別為系統(tǒng)電壓、電流在 αβ 坐標(biāo)系下的分量。由式（4）可知，控制輸出功率p、q只需控制iα和iβ?？刂莆㈦娋W(wǎng)變流器輸出有功、無功時，零序電流分量為零（i0=0），將參考值 p=p*、q=q*代入式（4）中，可得：

根據(jù)式（4）、（5），如果微電網(wǎng)背景電壓不平衡并含有諧波，則 αβ 靜止坐標(biāo)系內(nèi)電流參考值中將引入基波負序分量和各次諧波，使輸出電流不平衡并含有諧波，可以采用圖5所示方法濾除基波電壓負序及各次諧波。提取正序電壓時，在合理范圍內(nèi)K值可以取相對較大值，提高響應(yīng)速度。

3 微電網(wǎng)變流器分頻控制

儲能裝置并聯(lián)在PCC處，控制目標(biāo)為：根據(jù)微電網(wǎng)變流器剩余容量補償有限次電流諧波、基波電流無功和三相不平衡電流，根據(jù)指令向微電網(wǎng)提供有功功率從而實現(xiàn)電能質(zhì)量控制和瞬時功率平衡。

圖6 多目標(biāo)補償電流控制框圖Fig.6 Block diagram of multi-objective compensation current control

3.1 VSC多目標(biāo)分頻控制

圖6的儲能變流器的多目標(biāo)控制結(jié)構(gòu)中變流器輸出為有功電流和補償電流量。微電網(wǎng)變流器電流參考值由補償給定值和功率給定值復(fù)合而成，包括可能需要補償?shù)幕ㄘ撔蚝土阈螂娏鞣至?、基波無功電流分量、各次諧波分量和并網(wǎng)有功電流分量。

微電網(wǎng)中儲能變流器根據(jù)指令輸出功率，剩余容量對電能質(zhì)量擾動進行補償，根據(jù)自身容量計算出補償電流，當(dāng)補償量超出實際輸出容量時，根據(jù)自身容量選擇只補償無功或某指定次頻率電流諧波（如5次、7次、11次諧波等）或某些次電流諧波之和，實現(xiàn)有限補償輸出。

圖6中為實現(xiàn)有選擇性地重點補償某些量及充分利用變流器剩余容量，采用一種改進的諧振控制對基波和各次諧波實現(xiàn)分頻控制，具有分頻控制功能的諧振控制器是在文獻［14］提出的矢量比例積分（VPI）控制的基礎(chǔ)上，使比例控制P與VPI控制并聯(lián)構(gòu)成的PVPI控制。

根據(jù)文獻［14］，式（6）表示的 VPI控制是式（7）的復(fù)矢量PI控制根據(jù)式（8）進行等效變換，從正、負序旋轉(zhuǎn)dq坐標(biāo)系到α β兩相靜止坐標(biāo)系變換后合成的表達式。

將PI控制器表達式與復(fù)矢量PI控制器表達式對比，可以看出式（7）中復(fù)矢量PI控制比例項KP與jωKP/s項之間存在耦合關(guān)系，致使難以實現(xiàn)系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)單獨控制，為改善其動態(tài)響應(yīng)能力，在復(fù)矢量PI控制基礎(chǔ)上并聯(lián)比例控制項KP0，并聯(lián)后表達式如下：

依據(jù)式（8），將正序旋轉(zhuǎn)dq坐標(biāo)系內(nèi)的表達式（9）變換到兩相靜止αβ坐標(biāo)系得到表達式（10）；從負序旋轉(zhuǎn)dq坐標(biāo)變換到兩相靜止α β坐標(biāo)系可得表達式（11）。

其中，上標(biāo)+、-分別代表正、負序。

由式（10）、（11）相加可得到在兩相靜止 αβ 坐標(biāo)系內(nèi)表達式為：

式（12）本質(zhì)上是比例諧振控制的一種，稱為PVPI控制，PVPI控制中通過改變比例項2KP0使動態(tài)性能可以獨立調(diào)節(jié)，改善了PVPI控制的微電網(wǎng)變流器性能。

為比較VPI和PVPI 2種控制器性能，假設(shè)VPI控制參數(shù)KP0=0、PVPI控制參數(shù)KP0=10，其他參數(shù)相同統(tǒng)一設(shè)定為 KP=20，K1=1000，ω=314 rad/s。圖 7為2種控制器波特圖對比，根據(jù)圖7并結(jié)合式（6）、（12）分析，理論上2種控制器均可以使并網(wǎng)電流誤差為0，原因是2種控制器均使虛軸上增加了極點，該極點頻率為ω，使頻率為ω的輸入在此處產(chǎn)生諧振，利用諧振特性使頻率ω處的增益值理論上達到無窮大（如圖7中當(dāng)ω=314 rad/s時），從而系統(tǒng)在諧振頻率為ω的VPI或PVPI控制器控制下使系統(tǒng)輸出無靜差地跟蹤同頻率正弦指令輸入。由于在諧振頻率點之外增益很小，能使非諧振頻率點的信號得到有效抑制，即具有頻率選擇性能，實現(xiàn)僅對某一頻率信號控制，因此若要補償某幾次諧波，只需將每次諧波頻率對應(yīng)的PVPI控制并聯(lián)即可［15-16］。

相對VPI控制，PVPI控制在VPI控制諧振點頻率選擇特性基礎(chǔ)上，通過加入比例項（P）使系統(tǒng)開環(huán)零點發(fā)生變化以加快響應(yīng)，改變控制器的比例項（P）則使系統(tǒng)的動態(tài)性能相應(yīng)同步變化。從另一角度看，通過圖7可見加入比例項使系統(tǒng)改變了頻率特性引起轉(zhuǎn)折頻率增大，因此提高了動態(tài)響應(yīng)能力。

圖7 VPI和PVPI控制器的波特圖對比Fig.7 Comparison of Bode diagrams between VPI and PVPI controls

3.2 直流DC/DC變換器控制

LiFePO4電池儲能系統(tǒng)通過雙向DC/DC變換器與直流母線相連，在儲能充/放電過程中在降壓/升壓模式之間變換。

為使直流電壓穩(wěn)定，LiFePO4電池儲能系統(tǒng)采用雙環(huán)控制策略，外環(huán)采用PI控制器控制直流電壓udc1，為提高電流環(huán)響應(yīng)速度，內(nèi)環(huán)采用比例控制器（P）對電感電流isc1進行快速控制，使電流io前饋抑制其對直流母線電壓udc1的影響。如圖8所示的DC/DC控制框圖，電壓外環(huán)作用是穩(wěn)定直流電壓udc1，抑制功率波動；電感電流內(nèi)環(huán)還可確保電流不超過允許值。

圖8 DC/DC控制框圖Fig.8 Block diagram of DC /DC control

另外應(yīng)防止LiFePO4電池內(nèi)電量的過充過放：在電池充電量達到上限值后限制充電，使電池僅對外放電；當(dāng)電池放電量達到下限值后限制電池放電，僅對電池進行充電。

需要指出的是，LiFePO4電池儲能系統(tǒng)由于其自身特點只適合平抑低頻功率波動，所以其功率指令需限制在相對低頻段。

4 仿真與分析

利用MATLAB/Simulink建立圖1所示微電網(wǎng)仿真模型，對提出的儲能變流器控制策略進行仿真驗證。微電網(wǎng)各參數(shù)為：微電網(wǎng)并網(wǎng)運行，低壓配電網(wǎng)電壓Um為380 V/220 V，儲能直流側(cè)電壓udc1=800 V；微電源DG1為LiFePO4電池儲能系統(tǒng)，額定功率Pdg1=20 kW；DG2額定功率Pdg2=6 kW；DG3額定功率Pdg3=6 kW；DG4模擬風(fēng)電輸出波動功率，額定功率Pdg4=15 kW；非線性負荷為三相整流電路整流后帶L11=3 mH電感、R11=100 Ω電阻；三相平衡阻感負載有功功率PL=150 kW，無功功率QL=50 kvar；三相不平衡電阻負荷 R21=40 Ω，R22=80 Ω，R23=100 Ω；單相負荷采用非線性二極管整流給電阻R31=10 Ω的負載供電；線路阻抗Zline=0.642+j0.101 p.u.。

4.1 諧波及無功補償

由于微電網(wǎng)中帶阻感三相不可控整流負載，微電網(wǎng)電流發(fā)生畸變，THD=5.98%，其中5、7、11次諧波含量相對較高，其余各次諧波含量較低。

圖9（a）是LiFePO4電池儲能系統(tǒng)根據(jù)上層調(diào)度指令，僅輸出10 A電流、不參與電能質(zhì)量補償時PCC處電流，方向為由微電網(wǎng)到配電網(wǎng)；圖9（b）是LiFePO4電池儲能系統(tǒng)參與補償5次諧波后的電流；圖9（c）是補償5、7次諧波后的電流。補償5次諧波后THD=4.67%，補償5、7次諧波后 THD=3.58%，可看出微電網(wǎng)PCC處電流波形得到明顯改善，達到并網(wǎng)要求。

圖10是微電網(wǎng)內(nèi)交流公共母線帶有功功率P=150 kW、無功功率Q=50 kvar負載時的波形，0.2 s之前LiFePO4電池儲能系統(tǒng)不參與補償，0.2 s后啟動多功能補償?？梢?，補償前PCC處電壓、電流有很大相位差，補償后電壓與電流的相位相同，功率因數(shù)近似等于1，有效實現(xiàn)了無功功率補償。

4.2 負載不平衡

微電網(wǎng)帶有三相不平衡負載，圖11（a）為未補償時PCC處電流，圖11（b）為投入帶補償功能的DG1后PCC處電流波形。可見采用多目標(biāo)控制補償有效地減弱了不平衡負荷對PCC處電流的影響，使微電網(wǎng)輸出到配電網(wǎng)的電流不平衡被消除。

圖12為帶單相整流負載時，LiFePO4電池儲能系統(tǒng)進行補償前后PCC處電流波形，可見未補償時PCC處電流含諧波且不平衡，存在負序和零序電流，在0.23 s LiFePO4電池儲能系統(tǒng)投入運行后PCC處電流實現(xiàn)平衡，諧波降低。

由以上結(jié)果分析可以看出，采用LiFePO4電池儲能系統(tǒng)多目標(biāo)補償控制使微電網(wǎng)輸出到配電網(wǎng)的電流符合電能質(zhì)量要求。

圖9 補償諧波后PCC處電流波形Fig.9 Waveforms of PCC current with harmonic compensation

圖10 無功補償前后波形Fig.10 Waveforms before and after reactive compensation

圖11 三相不平衡負荷時PCC處電流波形Fig.11 Waveforms of PCC current with unbalanced three-phase load

圖12 帶單相整流負載時PCC處電流波形Fig.12 Waveforms of PCC current with single-phase rectifier load

4.3 輸出電流功率

圖13是LiFePO4電池儲能系統(tǒng)輸出有功功率跟蹤上層調(diào)度功率指令值的跟蹤過程，可見LiFePO4電池儲能系統(tǒng)能根據(jù)上層調(diào)度指令輸出相應(yīng)的并網(wǎng)電流，對微電網(wǎng)提供短時功率支持。

圖13 儲能系統(tǒng)并網(wǎng)輸出電流波形Fig.13 Waveforms of output current of grid-connected energy storage system

5 結(jié)論

為充分利用儲能系統(tǒng)，使其既可以提供有功功率，又可以利用剩余容量補償微電網(wǎng)電能質(zhì)量擾動，本文提出基于PVPI控制的儲能多目標(biāo)分頻控制策略。理論分析和仿真結(jié)果表明所提出的控制策略能輸出指定功率和對微電網(wǎng)無功、三相電流不平衡及諧波進行補償，使儲能系統(tǒng)實現(xiàn)了功能復(fù)用。