苗 青，吳俊勇，艾洪克，熊 飛，齊大偉，郝亮亮

（北京交通大學 電氣工程學院，北京 100044）

0 引言

隨著傳統(tǒng)能源的日漸匱乏和環(huán)境問題的日趨嚴重，新能源技術得到快速發(fā)展，風能和太陽能等越來越多地應用在發(fā)電領域。但是以風能和太陽能為基礎的新能源發(fā)電具有天然的波動性和間歇性，在大規(guī)模并網(wǎng)運行時有較大的不確定性，并且響應速度較慢，這給電力系統(tǒng)的穩(wěn)定和控制帶來了極大的影響和挑戰(zhàn)[1-2]。儲能技術可以在很大程度上解決這一問題，使可再生清潔能源得以廣泛有效地應用[3]。

電池儲能系統(tǒng)的一個重要組成部分就是基于PWM技術的電壓型逆變器——功率轉換系統(tǒng)PCS（Power Conversion System）。PCS可以實現(xiàn)電池儲能系統(tǒng)和交流電網(wǎng)之間的雙向功率傳遞。對于應用在大規(guī)模風電場、光伏電站的儲能系統(tǒng)，其額定功率通常達到百kW或MW以上，這就需要與之相匹配的大功率PCS，用來平抑新能源接入電網(wǎng)的功率波動，改善電網(wǎng)的穩(wěn)定性和動態(tài)品質。電動汽車常用的鋰離子電池使用壽命只有3～5 a，當電池的容量下降到額定容量的80%后就不宜繼續(xù)作為車載能源使用。淘汰下來的鋰電池（也稱為乏鋰電池）若直接報廢進行回收處理，勢必帶來資源的嚴重浪費。構建基于梯次利用鋰電池的高功率密度的新型PCS，既有效解決了可再生能源發(fā)電并網(wǎng)及其綜合利用的問題，又實現(xiàn)了乏鋰電池的資源化利用，為大量的乏鋰電池梯次化利用提供了一種重要的途徑。

大容量儲能系統(tǒng)通常需要接入電壓等級較高的電網(wǎng)，為了使端電壓較低的電池組與交流電壓等級匹配，工程中普遍采用變壓器升壓的方式，并利用多個逆變器分組并聯(lián)運行。這就需要多個母線、很多工頻變壓器和無功補償裝置，投資成本較高，且不易實現(xiàn)集中控制。為了滿足系統(tǒng)容量，采用電池模塊進行直接串并聯(lián)，并聯(lián)的電池組之間容易產(chǎn)生充放電電流不均衡和環(huán)流等問題。為了解決這個問題，可以將較大功率的DC/DC變換器集成到電池組，構成電池功率模塊，然后再連接到DC/AC變換器的直流側。這樣不僅避免了電池組間的環(huán)流，而且高增益的DC/DC變換器可以提高直流母線電壓等級，使PCS拓撲的選擇更加靈活和多樣。以下主要介紹3種基本的PCS拓撲。

a.變換器模塊并聯(lián)拓撲：多用于電池組采用共直流母線方式的低壓大功率電池系統(tǒng)。優(yōu)點是基本模塊技術成熟，便于根據(jù)電池功率進行模塊擴展，結合有效的冗余控制和協(xié)調技術可以提高系統(tǒng)的可靠性和輕載效率[4]。但大量逆變器并聯(lián)容易帶來環(huán)流、模塊間功率分配不均等問題，模塊容易過載損壞。因此常采用分層分布式結構，這又需要大量的變壓器。

b.多電平拓撲：對于高壓電池系統(tǒng)[5]，可以采用二極管箝位型拓撲[6]。這種拓撲結構相對成熟，功率轉換效率高。隨著電平數(shù)的增加，控制的復雜度也會增加，受限于電平數(shù)，該拓撲對電能質量的改善程度有限。它不適于離散性較大的電池組，其直流母線電容的動態(tài)均壓特性技術尚需深入研究。

c.變換器模塊級聯(lián)型：這種鏈式拓撲可以將分散的低壓電池組構建成大功率的電池儲能系統(tǒng)。通過級聯(lián)，交流側可直接并入電壓等級較高的電網(wǎng)，實現(xiàn)無變壓器連接，降低了成本和體積[7-8]。級聯(lián)后裝置的等效開關頻率提高，有利于獲得品質更高的并網(wǎng)電流，同時每個模塊的低載波頻率又可以降低開關損耗，傳輸效率高。但是每相各鏈節(jié)單元與系統(tǒng)的交換功率中含有2倍頻分量，該分量直接反映在電池電流中，運行時容易對電池的性能造成影響[9]。由于鏈節(jié)單元是串聯(lián)的，各電池模塊必須同時充放電，需要考慮其均衡控制問題。

本文提出了一種組合級聯(lián)式兆瓦級PCS的拓撲結構。它由隔離型半橋DC/DC變換器和級聯(lián)式H橋DC/AC變換器組成，能夠進行高壓大功率的雙向功率變換。交流側采用級聯(lián)式拓撲并網(wǎng)，電平數(shù)高，諧波特性好，適合模塊化設計。DC/DC變換器的調壓作用，降低了對電池端電壓的要求。它還有多種靈活的拓撲變化，選擇電壓倍增電路的串聯(lián)級數(shù)N和輸出功率支路的并聯(lián)支路數(shù)P的不同組合，DC/DC變換器可演變出多種拓撲結構[10]。提高電壓倍增電路的串聯(lián)級數(shù)N可提高DC/DC變換器的輸出電壓，增大輸出功率支路的并聯(lián)支路數(shù)P可增大DC/DC變換器模塊的輸出功率，這給大容量儲能系統(tǒng)的優(yōu)化設計帶來了極大的方便和靈活性。這種組合級聯(lián)式PCS的最大特點是：有較寬的電壓匹配能力，電池狀態(tài)適應能力強；高壓側可直接接入電網(wǎng)，省去了入網(wǎng)變壓器；實現(xiàn)了高、低壓側的電氣隔離；便于集中控制，可實現(xiàn)大容量儲能和雙向大功率調節(jié)；響應速度快。它的關鍵問題是，在電池組端電壓和荷電狀態(tài)（SOC，指電池組剩余容量與其完全充電狀態(tài)的容量之比）不同的條件下，維持直流側電容電壓恒定，確保裝置三相平衡，并實現(xiàn)DC/DC側和DC/AC側的快速協(xié)調控制，本文將圍繞這些關鍵問題進行研究。

1 拓撲結構

圖1為本文提出的組合級聯(lián)式PCS結構圖。以A相為例，各相均由隔離型半橋DC/DC變換器和級聯(lián)式H橋DC/AC變換器組成。電池組通過DC/DC變換器，與級聯(lián)H橋的直流側電容C0并聯(lián)，各相經(jīng)連接電抗Ls和啟動電阻Rs接入交流電網(wǎng)。DC/DC變換器實現(xiàn)變化的電池組端電壓和設定的直流側電容電壓的動態(tài)匹配，使電池側和電網(wǎng)側傳遞的功率平衡；DC/AC變換器實現(xiàn)裝置的有功、無功功率的獨立控制，并由雙方共同維持直流側電容電壓恒定。

圖1 組合級聯(lián)式PCS結構圖Fig.1 Structure of hybrid cascaded PCS

對于高壓大功率的電池儲能系統(tǒng)，級聯(lián)式H橋直接與10 kV以上的高壓交流電網(wǎng)相連。為了避免電池系統(tǒng)在高電位下運行，發(fā)生電離放電，DC/DC變換器須通過高頻變壓器實現(xiàn)交流電網(wǎng)與電池系統(tǒng)的電氣隔離。從結構上看，半橋DC/DC變換器與全橋DC/DC變換器相比，其元器件僅為后者的一半，因此損耗小，效率高。此外，變換器采用了軟開關技術，還可以在一定程度上減小開關損耗。DC/AC側的級聯(lián)式H橋利用多重化技術輸出高壓側交流電壓波形，降低了對輸入電壓等級的要求，交流側可直接并網(wǎng)。在控制方法上，包含DC/DC變換器和級聯(lián)式H橋的PCS相對于單獨的級聯(lián)型變換器更容易實現(xiàn)直流側電容電壓的平衡。

圖2（a）是 N=1、P=1 的隔離型半橋 DC/DC 變換器基本拓撲。主要元件有開關器件 SIU、SIL、SOU、SOL，分壓電容 CIU、CIL、COU、COL，電源濾波電感 Li，儲能電感Lk（Lk代表原邊外接電感與變壓器漏感之和）。用于低壓側的開關器件可以采用MOSFET，高壓側采用IGBT。N=3、P=1的隔離型半橋DC/DC變換器變形拓撲如圖2（b）所示。

其基本工作原理是合理地控制開關器件的通斷，使隔離變壓器的兩側橋臂之間產(chǎn)生功率流動。采用移相控制方式，改變變壓器兩側橋臂觸發(fā)信號移相角的大小，可以改變電池側的輸出功率大小；而改變變壓器兩側橋臂觸發(fā)信號超前或滯后的相位關系，可以改變傳輸功率的方向[11]。

通過改變開關器件的占空比，可獲得高增益的輸出電壓。該變換器在理想工作條件下的電壓增益為：

其中，Np、Ns分別是變壓器原、副邊匝數(shù)；N是電壓倍增電路的串聯(lián)級數(shù)；D是橋臂上側開關器件SIU、SOU的占空比。

隨著N的增加，變換器的電壓增益呈線性增長。變換器占空比過低或過高都會使開關器件產(chǎn)生較大的峰值電流，因此其合理的范圍應限制在0.3～0.7。圖3是Ns/Np=1并且N取1、2、3時，不同占空比下DC/DC變換器的理想電壓增益曲線。

圖2 隔離型半橋DC/DC變換器的基本結構和變形拓撲Fig.2 Basic topology of isolated half-bridge DC/DC converter and its variations

圖3 DC/DC變換器的理想電壓增益Fig.3 Ideal voltage gain of DC/DC converter

通過推導隔離變壓器原邊電壓電流的表達式[12]，可得一個周期內變換器輸出有功功率的表達式：

其中，Ts是開關周期；Ir1、Ur1分別是隔離變壓器原邊電流和電壓；φ是兩側橋臂觸發(fā)信號的移相角；ω是開關角頻率。

由式（1）可知，當給定高壓側目標值Uout時，占空比D跟隨電池端電壓Uin的變化而變化。在這個條件下，式（2）中Uin/D是常量，給定一個占空比D與移相角φ的組合，便對應一個輸出功率PDC。

圖4是Uout=120 V，隔離變壓器原副邊電壓匹配條件下的DC/DC變換器傳輸功率特性曲線。采用移相控制方式，隔離型半橋DC/DC變換器可以實現(xiàn)雙向功率傳輸。通過調節(jié)移相角的大小和相位關系，可以改變DC/DC變換器傳輸功率的大小和方向。

圖4 DC/DC變換器的傳輸功率特性曲線Fig.4 Transmission power curves of DC/DC converter

圖1中DC/AC變換器各相均由n個H橋級聯(lián)而成，采用載波移相PWM，各級聯(lián)單元三角載波的相位依次相差φ（φ=180°/n），交流側得到 k 電平（k=2n+1）線電壓。與兩電平SPWM方法相比，多電平SPWM的輸出電壓波形更接近正弦，輸出電流諧波成分更小。等效載波頻率是開關頻率的2n倍?？梢娫摲椒軌蛟谳^低的器件開關頻率下獲得較高的等效開關頻率，這不但可以減小變換器的開關損耗，還可以大幅改善輸出電壓和電流波形。

2 協(xié)調控制策略

本文所研究的功率協(xié)調控制系統(tǒng)中，與電池組相接的DC/DC變換器和與電網(wǎng)側相接的級聯(lián)式H橋DC/AC變換器都具有雙向功率傳遞功能。為了保證組合級聯(lián)式雙向功率調節(jié)裝置持續(xù)穩(wěn)定地工作，電池側與電網(wǎng)側傳遞的功率要保持動態(tài)平衡，各鏈節(jié)直流側電容電壓要保持恒定。因此在設計DC/DC變換器和級聯(lián)式H橋的控制策略時，兩者需要協(xié)調配合，共同維持直流電壓的穩(wěn)定。

2.1 DC/DC變換器的功率前饋移相角控制

從圖1可以看出，直流側電容C0是聯(lián)系電池側DC/DC與電網(wǎng)側H橋的重要環(huán)節(jié)，也是兩側能量交換的載體。以電池側放電為例，穩(wěn)態(tài)時，直流側電容電壓恒定，忽略線路損耗、開關損耗和變壓器損耗，DC/DC側的輸出功率和H橋的輸入功率相等。當裝置輸出的有功功率發(fā)生變化導致H橋輸入的有功功率動態(tài)變化時，由直流側電容節(jié)點的功率平衡關系可得：

其中，pC是直流電容支路的瞬時功率，與電容儲能的變化率成正比；PDC是DC/DC側輸出的有功功率；PAC是H橋側輸入的有功功率。由上式可知，要保證直流側電容電壓的恒定，DC/DC側輸出的有功功率應和H橋側輸入的有功功率保持動態(tài)平衡，使電容支路的功率為零，否則電容上的儲能將變化，表現(xiàn)為直流側電容電壓上升（電容充電）或下降（電容放電）。

本文提出了一種功率前饋控制策略，它將裝置的實時功率指令Pref前饋給DC/DC側，計算出相應的移相角φ0。該策略簡單可靠，提高了系統(tǒng)功率調節(jié)的響應速度，有效抑制了直流側電容電壓的波動。

圖5（a）、（b）分別是 DC/DC 變換器的含功率前饋的移相角控制和占空比控制框圖。圖5（a）中以直流側電容電壓Udc與目標設定值Udcref的偏差作為輸入信號，通過PI調節(jié)器，再與前饋控制移相角φ0相加，作為DC/DC變換器的移相角。前饋控制移相角的推導過程如下：根據(jù)電池組端電壓Uin和直流側目標電容電壓Udcref，由式（1）可以計算出占空比初值D0。在給定裝置功率指令Pref的情況下，可以計算出各H橋傳輸?shù)挠泄β蔖AC，然后將PAC代入式（3）并令其等于零，可以得出DC/DC變換器傳輸?shù)墓β蔖DC。將PDC和D0代入式（2），得到關于φ0的一元二次方程，其合理的取值范圍是[-90°，90°]，由此可計算出使直流側電容支路功率為零的前饋控制移相角φ0。

圖5 DC/DC變換器的控制框圖Fig．5 Block diagram of DC /DC converter control

2.2 DC/DC變換器的占空比控制

當DC/DC側與H橋側傳遞的功率動態(tài)平衡時，直流側電容電壓能夠保持恒定。隨著電池組充放電時長的增加，SOC發(fā)生變化，變換器的輸入電壓也隨之改變。而變換器的輸出電壓即直流側電容電壓要求恒定，否則DC/AC變換器無法正常工作。如果不改變占空比，容易導致隔離變壓器原副邊電壓幅值不匹配，開關器件的電流應力增大，變換器損耗增加，效率較低。為了解決這個問題，需要合理控制占空比，調整儲能電感Lk在一個周期內儲存的能量，從而實現(xiàn)電壓的調節(jié)。由于電池組狀態(tài)的離散性，不同H橋對應電池組的額定電壓、初始SOC都可能存在差異，因此對不同鏈節(jié)采用獨立的占空比控制。

設計占空比控制的思想是使儲能電感Lk兩端的方波電壓Ur0與Ur1的正負幅值都匹配，但由于Ur0與Ur1存在相位差，實際控制中直接取兩者的幅值進行比較存在延時誤差。Ur0與Ur1的正負幅值與電容CIU、CIL的電壓之和 UCI及電容 COU、COL的電壓之和Uout相關，Uout即直流側電容電壓Udc。當直流側電容電壓恒定，采用改變占空比的控制方式，使UCI匹配Udc，可以得到與Ur0匹配Ur1相同的效果。

占空比控制框圖如圖5（b）所示。把UCI與Udc兩者的偏差作為控制信號，通過PI調節(jié)器與占空比初值D0疊加，生成該DC/DC變換器的實時占空比D。 圖 5（a）、（b）中低通濾波器（LPF）目的是濾除直流側電容電壓的2倍頻100 Hz分量，斜坡函數(shù)在該控制投入時起作用。

2.3 DC/AC變換器的控制策略

由于各H橋鏈節(jié)之間的參數(shù)存在差異、裝置內部不對稱等因素，直流側電容電壓也容易出現(xiàn)不平衡，這將影響交流側輸出電壓的品質。因此，有必要在DC/AC側采用全局直流電壓控制策略[14]，使三相換流鏈所有鏈節(jié)的直流電壓平均值等于設定參考值。

級聯(lián)式H橋DC/AC變換器的控制原理如圖6所示。圖中，id、iq為電網(wǎng)側三相電流經(jīng)過變換后的直流量，分別代表有功電流和無功電流；Usd、Usq分別為電網(wǎng)側電壓在同步旋轉坐標系下的d、q分量；Uc*d、分別為直流側參考電壓在同步旋轉坐標系下的d、q分量；m為DC/AC變換器的調制比；δ為電網(wǎng)側電壓與裝置側輸出電壓的相角差。在dq旋轉坐標系中，由于連接電抗的耦合作用，有功電流和無功電流相互影響。利用直接電流解耦控制可以實現(xiàn)有功功率和無功功率的獨立控制[15]。當功率信號偏離設定值時，偏差信號通過PI控制器產(chǎn)生參考電流控制信號，采用前饋解耦得到DC/AC輸出參考電壓，將電壓指令合成并反變換至三相靜止坐標系下，作為DC/AC的調制波形，從而生成脈沖觸發(fā)信號。

圖6 DC/AC變換器控制原理示意圖Fig．6 Schematic diagram of DC /AC converter control

3 仿真分析

本文在PSCAD/EMTDC環(huán)境下建立了基于鋰電池儲能的組合級聯(lián)式PCS模型，對裝置的啟動過程、正常調節(jié)工況以及電池組狀態(tài)具有離散性的情況，分別進行了仿真和分析。

一是大幅放寬市場準入。率先在自貿試驗區(qū)全面實施市場準入負面清單制度，分步驟推廣至全市其他區(qū)域，抓緊完成事業(yè)單位改革、機構改革和產(chǎn)業(yè)園區(qū)改革。全面優(yōu)化政府職能，理順自貿試驗區(qū)、金普新區(qū)、產(chǎn)業(yè)園區(qū)管理體制，把自貿試驗區(qū)管委會機構職能做實。推進組建市場監(jiān)管局，建立以信用為基礎的跨部門信息共享平臺，在各級政務服務大廳推廣復制自貿試驗區(qū)窗口無否決權 “OK”服務舉措，為企業(yè)創(chuàng)新試錯提供寬容審慎審批監(jiān)管服務。

3.1 參數(shù)設計與優(yōu)化

該裝置設計的最大調節(jié)功率為±1 MW，只調節(jié)有功功率，無功功率為零。交流電網(wǎng)側線電壓10 kV，直流側電容電壓目標值Udcref=960 V。DC/AC變換器每相H橋級聯(lián)數(shù)n=10，采用星形接線。DC/DC變換器主電路參數(shù)的設計考慮了高頻變壓器原副邊電壓匹配，并使開關器件工作于軟開關狀態(tài)。采用N=1、P=1的拓撲結構，開關頻率20 kHz，高頻變壓器變比1∶8。 裝置啟動電阻Rs=50 Ω，電感參數(shù) Ls=3 mH，Li=0.2 mH，Lk=0.5 μH，電容參數(shù) C0=5 mF，CIU=CIL=2 mF，COU=COL=2 mF。以下算例中若不加特殊說明，三相各電池組參數(shù)均相同：額定電壓Uin=60 V，容量Q=100 A·h，初始 SOC=80%。

3.2 軟啟動控制策略

該裝置冷啟動時需要為各鏈節(jié)直流側電容建立電壓，如果不加控制，裝置將瞬間從電網(wǎng)吸收大量有功功率，給電網(wǎng)造成沖擊[16]。為了減少裝置投入時對電網(wǎng)的沖擊，限制開關器件的電流，同時盡量從電網(wǎng)吸收能量，節(jié)省電池組功率，本文提出了一種軟啟動控制策略，分2步實施：

a.t=0 s，裝置接入電網(wǎng)，電網(wǎng)側母線通過啟動電阻Rs給鏈節(jié)直流側電容充電，充電過程為不控整流，解鎖DC/DC變換器觸發(fā)脈沖；

b.t=0.1 s，開關合閘，啟動電阻Rs旁路，裝置通過連接電抗接入電網(wǎng)，同時啟動全局直流電壓控制，解鎖H橋PWM觸發(fā)脈沖，為直流側電容充電，直至裝置電容電壓穩(wěn)定在設定值。

圖7是啟動過程全局直流電容電壓，即各鏈節(jié)直流側電容電壓的平均值。直流側電容電壓的建立分為2個階段：當不控整流到達穩(wěn)態(tài)時，直流側電容電壓約為600 V，0.1 s全局直流電壓控制投入后，直流側電容電壓迅速升至目標值960 V，無超調。可見，裝置的軟啟動和全局直流電壓平衡控制策略是有效的，可很好地維持直流側電容電壓的平衡和恒定。

圖7 啟動過程全局直流電容平均電壓Fig．7 Global average voltage during startup

3.3 正常調節(jié)工況

裝置有功功率的設計調節(jié)范圍是±1 MW。其中，“＋”表示裝置向電網(wǎng)側輸出有功功率，電池組處于放電模式；“-”表示裝置從電網(wǎng)側吸收有功功率，電池組處于充電模式。設0.25 s電網(wǎng)側發(fā)出有功功率指令1 MW，0.5 s變?yōu)?1 MW，仿真結果如圖8所示。

圖8 正常調節(jié)工況仿真結果Fig．8 Simulative results of normal regulation conditions

裝置接收到功率指令后，通過控制DC/DC變換器開關器件的移相角和占空比，有功功率在0.25 s內可達到穩(wěn)態(tài)，如圖 8（a）所示。 圖 8（b）中 Udc和 Udc0分別表示有、無功率前饋控制時的全局直流電容平均電壓，可見采用功率前饋控制后，電容電壓超調減小，動態(tài)品質改善。圖8（c）表明，通過調整DC/DC變換器開關器件的移相角，實現(xiàn)了能量的雙向流動。

3.4 電池組容量和初始SOC不均衡

本算例中，三相電池組參數(shù)保持一致，同相不同鏈節(jié)電池組的額定電壓相同，均為60 V。由于電池系統(tǒng)是由分散的電池組構建的，不同電池組的容量可能存在微小的差異，初始SOC也會不一致。將各相10個電池模塊分為3組，每組內的電池模塊參數(shù)相同。電池模塊1—3、4—7、8—10這3組對應的參數(shù)分別是：Q1=105 A·h，Q2=100 A·h，Q3=95 A·h；SOC1=95%，SOC2=65%，SOC3=35%。 設0.25 s電網(wǎng)側發(fā)出有功功率指令1 MW，0.5 s變?yōu)?1 MW。圖9依次給出不同組別電池模塊的端電壓、鏈節(jié)直流側電容電壓、DC/DC變換器的移相角和裝置的傳輸功率。

圖9 電池組容量和SOC不均衡仿真結果Fig.9 Simulative results of unbalanced battery pack capacity and SOC

圖9（a）表明，0.25 s電池組接收功率指令開始放電，端電壓下降，0.5 s電池組充電，端電壓回升。不同組別的電池模塊容量和初始SOC有差異，因而其端電壓表現(xiàn)出不均衡。圖9（b）反映了第1組電池模塊由放電到充電的SOC，由于電池容量較大，仿真時間短，數(shù)值上的變化并不明顯。另外2組電池模塊SOC的變化趨勢與之相同。圖9（c）中3組電池模塊的鏈節(jié)直流側電容電壓在協(xié)調控制下趨于一致。由圖 9（d）和（e）可以看出，在電池模塊容量和初始SOC不同的情況下，通過移相角和占空比的獨立控制，能夠保證整個裝置在雙向最大功率下正常工作?？梢?，本文提出的基于電池儲能的PCS及其協(xié)調控制策略對電池組狀態(tài)的離散性具有很強的適應能力，擴大了裝置的穩(wěn)定運行范圍。

4 結論

本文提出了一種組合級聯(lián)式兆瓦級PCS的拓撲結構，并重點對其協(xié)調控制策略進行了深入研究。在PSCAD/EMTDC環(huán)境下對基于鋰電池儲能的功率調節(jié)裝置的啟動過程、正常調節(jié)工況和電池組離散性的不同工況仿真表明：所提出的軟啟動控制能夠使裝置平滑投入運行，對系統(tǒng)沖擊??；含功率前饋的移相角控制改善了直流電容電壓的動態(tài)品質，提高了裝置的響應速度；在電池SOC離散性較大的情況下，整個裝置仍然能夠保證雙向最大功率下正常工作，并維持直流側電容電壓恒定。

該裝置的最大特點是具有較寬的電壓匹配能力，電池狀態(tài)適應能力強，適合差異化電池配置；通過級聯(lián)能夠實現(xiàn)大容量儲能和雙向大功率調節(jié)；可直接并網(wǎng)，省去并網(wǎng)變壓器；便于集中并行控制，動態(tài)品質好，響應速度快。該裝置在乏鋰電池的梯次化利用、平抑可再生能源發(fā)電功率波動、微電網(wǎng)功率補償和頻率控制、電力系統(tǒng)儲能電站等方面具有廣闊的應用前景。但裝置充放電時，各電池組之間SOC的平衡仍是關鍵問題，該拓撲結構下的電池SOC自均衡控制正在進一步研究中。