楊興武，薛 花，高 淳

（1.上海電力學(xué)院 電氣工程學(xué)院，上海 200090；2.上海交通大學(xué) 電力傳輸與功率變換控制教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，上海 200240）

0 引言

隨著全控型電力電子器件的發(fā)展，電壓源變流器型高壓直流輸電技術(shù)受到越來(lái)越多的關(guān)注。受限于單個(gè)器件的耐壓等級(jí)，多電平技術(shù)迅速發(fā)展，21世紀(jì)初，一種新型的模塊化多電平換流器（MMC）由于易擴(kuò)展和模塊化設(shè)計(jì)等特點(diǎn)而受到廣泛研究。

新型模塊化多電平電壓源型換流器由德國(guó)慕尼黑聯(lián)邦國(guó)防軍大學(xué)的R.Marquart和A.Lesnicar于 2002年提出[1]，2009年，國(guó)際大電網(wǎng)會(huì)議正式將其命名為MMC。由于其模塊化程度高，諧波畸變小，開(kāi)關(guān)損耗低，各相橋臂可實(shí)現(xiàn)獨(dú)立控制，適合HVDC和無(wú)功補(bǔ)償?shù)雀唠妷捍蠊β蕡?chǎng)合的應(yīng)用，具有廣闊的應(yīng)用前景，國(guó)內(nèi)外學(xué)者對(duì)MMC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作原理[2-5]、系統(tǒng)建模與控制[6-9]、直流側(cè)電容電壓的平衡方法[10-14]進(jìn)行了深入研究。

2004年17電平2MW的MMC樣機(jī)研制成功[15]，2010年，第一項(xiàng)模塊化多電平換流器直流輸電（MMCHVDC）工程在美國(guó)加利福尼亞州的匹茲堡和舊金山之間的海底直流電纜聯(lián)網(wǎng)，解決了當(dāng)?shù)剌旊娮呃染o張的問(wèn)題并增強(qiáng)了系統(tǒng)的安全穩(wěn)定性和可靠性[6]，國(guó)內(nèi)MMC-HVDC技術(shù)開(kāi)展較早的中國(guó)電力科學(xué)研究院已于我國(guó)上海南匯風(fēng)電場(chǎng)換流站進(jìn)行了示范驗(yàn)證。

傳統(tǒng)MMC每相上、下橋臂各n個(gè)單元，其輸出相電壓的電平數(shù)可達(dá)到2n+1[16]。本文提出一種含H橋模塊的混合型MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，即在每相的上、下橋臂各加入1個(gè)H橋模塊，該拓?fù)渚哂袑㈦娖綌?shù)提高至4n+1的優(yōu)點(diǎn)。針對(duì)該新型MMC拓?fù)?，本文提出整體控制策略及直流單元電容電壓平衡方法，并對(duì)新拓?fù)浼捌淇刂品椒ㄟM(jìn)行了仿真驗(yàn)證。

1 新型MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及模型分析

傳統(tǒng)三相MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，每相的上、下橋臂各有n個(gè)子模塊級(jí)聯(lián)而成，每個(gè)子模塊為1個(gè)單橋單元。

圖1 傳統(tǒng)三相MMC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Traditional topology of three-phase MMC

圖1中，uj為第j個(gè)子模塊輸出電壓，Si和Si分別為上、下兩管的開(kāi)關(guān)狀態(tài)，uCj為子模塊直流電壓。上、下2個(gè)開(kāi)關(guān)管不同的開(kāi)關(guān)狀態(tài)對(duì)應(yīng)于模塊不同的輸出電壓及電容充放電狀態(tài)，如表1所示。

表1 不同開(kāi)關(guān)狀態(tài)對(duì)應(yīng)的輸出電壓和電容狀態(tài)Tab.1 Output voltages and capacitor states corresponding to different switching states

本文提出的新型MMC拓?fù)渑c傳統(tǒng)拓?fù)涞膮^(qū)別在于每相的上下橋臂中各含一H橋模塊，如圖2所示。

圖2 新型三相MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.2 Improved topology of three-phase MMC

圖2的H橋子模塊中，u為H橋子模塊輸出電壓，Si1、Si2、Si3和 Si4分別為 4 個(gè)開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)狀態(tài)，直流電壓為uC/2。4個(gè)開(kāi)關(guān)管不同的開(kāi)關(guān)狀態(tài)對(duì)應(yīng)于模塊不同的輸出電壓及電容充放電狀態(tài)，如表2所示。

表2 H橋模塊中不同開(kāi)關(guān)狀態(tài)對(duì)應(yīng)的輸出電壓及電容狀態(tài)Tab.2 Output voltages and capacitor states corresponding to different switching states of H-bridge cell

對(duì)MMC中的一相橋臂進(jìn)行分析，圖3為單相MMC的電路圖。圖3中，iP和iN分別為流過(guò)上、下橋臂的電流；uload和i分別為負(fù)載電壓與流過(guò)負(fù)載的電流；iZ為電路中的環(huán)流；uP和uN分別為上、下橋臂各子模塊級(jí)聯(lián)組成的電壓；LP和LN分別為上、下橋臂的電感，且LP=LN。

上、下橋臂的電感LP和LN為并聯(lián)關(guān)系，且電感值相同，橋臂電流iP、iN與負(fù)載電流i滿足：

圖3 新型單相MMC電路Fig.3 Circuit of proposed single-phase MMC

由式（1）與式（2）相加得到環(huán)流：

對(duì)整個(gè)環(huán)路運(yùn)用基爾霍夫電壓定律，得：

將式（3）代入式（4）整理得：

2 新型MMC的控制策略

2.1 整體控制策略

本文中所討論的MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中包括H橋模塊，且其電容電壓的值為單橋子模塊電容電壓值的一半。和單橋模塊不同的是，它不僅能輸出正電壓uC/2和零電壓，還可輸出負(fù)電壓-uC/2。每個(gè)橋臂增加1個(gè)H橋模塊，可使輸出電平數(shù)得到拓寬，在2n+1 個(gè)電平數(shù) -nuC、…、-2uC、-uC、0、uC、2uC、…、nuC中間插入了 2n 個(gè)電平數(shù)-（n-0.5）uC、…、-1.5uC、-0.5uC、0.5uC、1.5uC、…、（n-0.5）uC。

本文提出的整體控制框圖如圖4所示，對(duì)于包含H橋模塊的MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，本文采用載波層疊法實(shí)現(xiàn)電平逼近?？紤]到H橋模塊的直流電壓須獨(dú)立于單橋模塊的直流電壓來(lái)控制，同時(shí)考慮到便于控制輸出電平數(shù)與同一相上下橋臂能量的平衡，對(duì)同一相上下2個(gè)橋臂采用2路不同的調(diào)制信號(hào)。

圖4 帶有H橋模塊MMC的整體控制策略框圖Fig.4 Overall control strategy of proposed MMC topology

對(duì)某個(gè)橋臂而言，對(duì)該橋臂的調(diào)制信號(hào)進(jìn)行電平數(shù)逼近，得到橋臂輸出正電壓數(shù)k。H橋模塊控制算法根據(jù)該橋臂上H橋模塊的電壓、流過(guò)該橋臂的電流方向及電平數(shù)來(lái)判斷H單元的輸出電壓狀態(tài)，得到控制H橋模塊驅(qū)動(dòng)信號(hào)，同時(shí)計(jì)算出該橋臂單橋單元須輸出正電壓的個(gè)數(shù)。最后，根據(jù)欲輸出正電壓的個(gè)數(shù)、各單橋單元的電壓及橋臂的電流方向，利用排序法則得到各單橋單元驅(qū)動(dòng)信號(hào)，達(dá)到4n+1個(gè)電平數(shù)輸出，同時(shí)平衡各子模塊電容電壓。

2.2 H橋模塊控制算法

首先對(duì)由調(diào)制信號(hào)得到的電平數(shù)n進(jìn)行判斷，若為偶數(shù)，則該橋臂所需輸出的電平數(shù)為原有的電平數(shù)，不需要H橋模塊參與，即H橋模塊輸出零電壓；若為奇數(shù)，則需H橋模塊參與輸出。

其次，對(duì)流過(guò)該橋臂的電流進(jìn)行檢測(cè)，依據(jù)電流方向和當(dāng)前H橋模塊電容電壓的大小得出其所需的充放電狀態(tài)，再根據(jù)充放電狀態(tài)及電流方向得出其輸出電壓狀態(tài)，由表2可得H橋模塊的控制信號(hào)。

2.3 子模塊直流電壓調(diào)整

排序法用來(lái)控制單橋子模塊直流電壓間的相對(duì)平衡。

圖4中第4部分為某一橋臂的排序法框圖。對(duì)該橋臂各個(gè)單橋子模塊的電容電壓進(jìn)行排序，根據(jù)輸出的正電壓個(gè)數(shù)k，以及該橋臂的電流方向，來(lái)輸出該橋臂各單橋子模塊的控制信號(hào)。參照表1，當(dāng)流過(guò)該橋臂電流為正的時(shí)候，輸出正電壓的子模塊為充電狀態(tài)，這時(shí)，排序法將挑選電壓較低的k個(gè)子模塊輸出；當(dāng)流過(guò)該橋臂電流為負(fù)的時(shí)候，輸出正電壓的子模塊為放電狀態(tài)，這時(shí)，選擇k個(gè)直流電壓較高的子模塊輸出，從而完成單橋子模塊間電壓的相對(duì)平衡控制。

3 新型MMC的直流電容電壓平衡方法

3.1 平均直流電壓平衡

平均直流電壓的平衡控制包括2個(gè)閉環(huán)：電壓外環(huán)與電流內(nèi)環(huán)，如圖5所示。圖5中，iZ由式（3）得到，由于H橋模塊電容電壓為單橋子模塊的一半，所以子模塊直流電容電壓平均值uC為：

其中，uCi各單橋子模塊電容電壓，uHBi為上下兩橋臂H橋模塊電容電壓。

圖5 平均直流電壓控制框圖Fig.5 Block diagram of average DC voltage control

電流內(nèi)環(huán)的參考信號(hào)i*Z由電壓外環(huán)得到：

平均直流電壓的平衡信號(hào)為：

由式（5）可以看出，改變子模塊輸出電壓即可改變環(huán)流iZ的變化。電流內(nèi)環(huán)使環(huán)流iZ對(duì)信號(hào)i*Z進(jìn)行跟蹤。環(huán)流iZ的反饋控制使得平均直流電壓對(duì)信號(hào)uC*進(jìn)行跟蹤，從而可達(dá)到平衡平均直流電壓的目的，而不用改變外部負(fù)載的電流[10]。

3.2 橋臂間直流電壓平衡

上下橋臂直流電壓平衡控制如圖6所示。

圖6 橋臂間直流電壓平衡控制框圖Fig.6 Block diagram of balance control of DC voltage between arms

控制信號(hào)u*Pa和u*Na為：

其中，sign（·）為取符號(hào)函數(shù)，流過(guò)上下橋臂的電流iP與iN是正負(fù)不定的，而它們的正負(fù)決定了單橋子模塊中電容充放電的狀態(tài)，參照表1。PI調(diào)節(jié)器輸出與橋臂電流方向相乘所得的控制信號(hào)，可實(shí)現(xiàn)橋臂的平均電壓值的跟蹤控制。

3.3 H橋模塊的電壓控制

在整個(gè)控制中，對(duì)H橋模塊輸出狀態(tài)的判斷先于其他單橋子模塊，參照?qǐng)D4。所以對(duì)H橋模塊的直流電壓?jiǎn)为?dú)控制，控制框圖如圖7所示。根據(jù)表2，H橋模塊直流側(cè)電容充放電的狀態(tài)依賴于流過(guò)該橋臂的電流方向。

圖7 H橋模塊直流電壓平衡控制框圖Fig.7 Block diagram of DC voltage balancecontrol for H-bridge

3.4 調(diào)制信號(hào)的生成

綜上所述，對(duì)于MMC一相而言，其上、下橋臂的調(diào)制信號(hào)為：

其中，u*為負(fù)載輸出電壓的調(diào)制信號(hào)。對(duì)于單相系統(tǒng)u*可表示為：

其中，M為調(diào)制比，φ為相移角。

調(diào)制信號(hào)中還包括了平均直流電壓平衡控制信號(hào)、上下橋臂直流電壓平衡控制信號(hào)、H橋模塊電壓控制信號(hào)。通過(guò)所提出的控制策略，可控制電容電壓穩(wěn)定并實(shí)現(xiàn)4n+1個(gè)電平輸出。

4 仿真驗(yàn)證

利用MATLAB/Simulink對(duì)圖2所示三相電路進(jìn)行仿真，每橋臂含4個(gè)單橋單元與1個(gè)H橋單元，仿真參數(shù)如下：大直流側(cè)電壓E/2=9000 V，單橋單元電容電壓uC=2250 V，H橋模塊電容電壓uC/2=1125 V，各單元電容值C=1.9 mF，橋臂電感值LP=LN=3 mH，載波頻率 fc=2000 Hz，調(diào)制比 M=0.95，相移角 φ=0°，負(fù)載電阻 R=30 Ω，負(fù)載電抗 L=7 mH。調(diào)節(jié)器參數(shù)如下：K1=0.5，K2=150，K3=1.5，K4=150，K5=0.9，K6=80，K7=0.5，K8=20。

圖8為由4個(gè)模塊單元組成的傳統(tǒng)MMC輸出結(jié)果，輸出相電壓為9電平，圖9為增加H橋單元后的新MMC拓?fù)漭敵鲭妷号c電流的波形，新拓?fù)涞碾娖綌?shù)達(dá)到17，輸出電流諧波明顯減小。

圖10為新MMC拓?fù)涓鲉卧娙蓦妷悍€(wěn)態(tài)波形，經(jīng)過(guò)平均電壓平衡控制，上下橋臂直流電壓實(shí)現(xiàn)平衡，對(duì)H橋模塊電容電壓?jiǎn)为?dú)控制以及通過(guò)排序法保持單橋子模塊電容電壓的相對(duì)平衡，使各模塊電壓保持穩(wěn)定。

圖8 傳統(tǒng)MMC負(fù)載電壓波形與電流波形Fig.8 Waveforms of load voltage and current of traditional MMC

圖9 新型MMC負(fù)載電壓波形與電流波形Fig.9 Waveforms of load voltage and current of improved MMC

圖10 A相各單元電容電壓穩(wěn)態(tài)波形Fig.10 Steady-state waveforms of phase-A capacitor voltages

圖11為各單元電容初始電壓不等情況下（一部分單元電壓初值2.5 kV，另一部分單元電壓初值為2 kV），直流電容電壓的響應(yīng)過(guò)程，控制策略仍然可以快速穩(wěn)定電容電壓。

圖11 初始值不同情況下A相各單元電容電壓響應(yīng)曲線Fig.11 Curves of phase-A capacitor voltages responding to different initial values

仿真過(guò)程中在每個(gè)單元直流側(cè)并聯(lián)不同阻值的電阻來(lái)模擬每個(gè)單元損耗不相等的工況，圖12顯示每個(gè)單元損耗不等的情況下，控制策略仍然有效。圖13為流過(guò)上下橋臂的電流與MMC的環(huán)流。圖14對(duì)負(fù)載的輸出電壓進(jìn)行了諧波分析，負(fù)載電壓的總諧波畸變率為1.52%，顯示出新型MMC在單元個(gè)數(shù)較少的情況下仍然可以獲得良好的輸出特性。

圖12 各模塊損耗不同情況下A相各單元電容電壓響應(yīng)曲線Fig.12 Curves of phase-A capacitor voltages responding to different module losses

圖13 A相橋臂電流波形Fig.13 Waveforms of phase-A arm current

圖14 輸出電壓諧波分析Fig.14 Harmonic analysis of output voltage

5 結(jié)論

本文提出了一種基于傳統(tǒng)MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的新型拓?fù)?，即在每個(gè)橋臂上級(jí)聯(lián)1個(gè)H橋模塊，其電壓為單橋單元電壓的一半。同時(shí)提出了相應(yīng)的控制策略，包括H橋模塊控制算法、排序挑選算法、平均直流電壓平衡方法、上下橋臂電壓平衡方法。對(duì)本文所討論的拓?fù)鋺?yīng)用相應(yīng)的控制策略，可以達(dá)到4n+1個(gè)電平數(shù)的電壓輸出，相較于傳統(tǒng)MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)最高輸出2n+1個(gè)電平數(shù)有很大提高，一定程度上減少輸出的諧波含量。最后通過(guò)仿真驗(yàn)證了本文拓?fù)涞挠行院涂尚行浴?/p>